"Was ist ein OTA?" und
"Ein Dynamiklimiter mit dem OTA LM13700"

Einleitung

Einige Leser unter den Elektronik-Anfängern werden sich bestimmt fragen, was denn ein OTA überhaupt ist und denken, sowas noch nie gehört zu haben. Ja und dann erst noch den zungenbrecherischen Ausdruck, wenn man die nicht abgekürzte Bezeichnung Operational Transconductance Amplifier für den OTA ausspricht.

Einige Leser, welche das OTA-Funktionsprinzip kennen, mögen sich fragen: Wozu ein Dynamiklimiter in dieser doch relativ aufwändigen Form (Bild 3) und braucht es dazu überhaupt einen OTA? Schliesslich gibt es dazu auch spezielle Kompander-ICs und in einem modernen Schaltungsdesign integriert man solche Funktionen schon heute in DSP-Anwendungen. Diese Überlegungen sind verständlich und treffen teilweise zu.

Was die vorliegende Limiterschaltung von andern unterscheidet, ist ihre Präzision, von der noch die Rede sein wird. Die Frage ist natürlich, ob man diese Präzision überhaupt benötigt. Es geht hier jedoch nicht nur darum. Meine Elektronik-Minikurse bezwecken die Vermittlung von grundlegender elektronischer Schaltungtechnik mit praktischen Anwendungsbeispielen. Diesmal geht es um das Thema OTA und eine Anwendung die ich selbst mal realisiert habe.

In der Elektronikausbildung ist es nach wie vor selbstverständlich, dass man lernt wie ein Operationsverstärker funktioniert. Es genügt dabei nicht den Opamp rein mathematisch abstrakt zu erfassen. Man sollte auch verstehen wie er funktioniert, im Sinne von: Was geht da eigentlich vor? Der OTA ist nichts anderes als eine Spezialform des Opamp, der allerdings weitaus vielseitigere Anwendungen mit geringem Aufwand zulässt.

Es kann sein, dass dejenigen, die heute in einer Elektronikausbildung stecken, später in der analog/digitalen IC-Entwicklung tätig sind. Aber auch dort muss man verstehen wie Opamps, OTAs etc. funktionieren. Die analoge Schaltungstechnik reduziert sich als wie mehr zugunsten von digitalen Methoden (Controller, DSP, etc), aber ganz ohne wird es kaum je gehen, weil die natürliche Umwelt, um die es sehr oft geht, immer analog ist, - es sei man begibt sich in die Tiefen der Quantenebene, wo einzelne Elektronen gezählt werden.

Selbstverständlich werde ich hier das Rad kein zweites Mal erfinden. Es gibt Literatur über den OTA. Ich werde darauf hinweisen. Es gibt hier nur eine kurze Einführung, die aber ausreicht um die dargebotene Anwendung des Dynamik-Limiters zu verstehen.



Wo bekommt man den OTA LM13700 ?

Lange Zeit gab es beim IC-Hersteller National-Semiconductor eine Doppelspurigkeit des OTA LM13600 und LM13700, bis der LM13600 abgekündigt worden ist. Die elektronischen Unterschiede waren zu gering. Der LM13700 gibt es noch heute (Februar 2014) bei Farnell und Distrelec in der DIL- und SMD-Version (SOIC-Gehäuse).

Der LM13700 ist mit dreissig unterschiedlichen Anwendungsnotizen (Application-Notes), die teilweise ausgebaut werden köennen, enorm vielseitig. Dieser Elektronik-Minikurs zeigt ein solches Beispiel, und er möge dazu beitragen, dass der OTA LM13700 etwas bekannter wird! Dieser Elektronik-Minikurs soll aber auch zeigen, wie man eine Application-Note als Idee für einen andern Zweck umgestalten und optimal einsetzen kann.



Es war einmal...,

... als es im goldenen Zeitalter der ELRAD, neben dieser lehrreichen und praxisorientierten Monatszeitschrift vom selben Verlag zusätzliche Bücher und Extramagazine im A4-Format gab. Das waren die sogenannten Laborblätter und die Extramagazine "Schaltungspraxis" mit dem Untertitel "Schaltungsideen für Elektroniker".

Im Buch "LABORBLÄTTER Band 2" mit dem Untertitel "AUDIO und NIEDERFREQUENZ" gibt es eine leichtverständliche Einführung in die Arbeitsweise des OTA. Es ist natürlich verboten auch nur Teilinhalte hier wiederzugeben. Weil ich dieses Rad kaum besser wieder erfinden kann, bleibt mir, was die ausführliche Einführung zum OTA betrifft, nichts anderes übrig, das oben erwähnte Buch zu empfehlen. Vielleicht ist dieses Buch heute nur noch gebraucht über Ebay oder von einer Buch-Antiquitäten-Webseite erhältlich, oder man hat das Glück in einer Bibliothek mit elektrotechnischen Büchern, wie es sie an Technischen Hochschulen gibt, fündig zu werden. Hier die Daten:



OTA-Grundlagen in Kürze

Ein Operationsverstärker hat eine fixe sehr hohe Leerlaufverstärkung im Bereich von DC-Anwendungen und wenn nur sehr niedrige Frequenzen im Spiel sind. Diese hohe Leerlaufverstärkung nimmt bekanntlich mit zunehmender Frequenz rasch ab. Verantwortlich dafür ist die meist IC-interne Frequenzgangkompensation. Mehr über Opamps, kurz und klar zusammengefasst, findet man im Bauteilesektor des Elektronik-Kompendium von Patrick Schnabel in Operationsverstärker und meine Elektronik-Minikurse zum selben Thema hier.

Im Prinzip ist der OTA ein Operationsverstärker mit stromgesteuerter Verstärkung. Allerdings hat der OTA anstelle eines Spannungs- ein Stromausgang. Genau genommen ist der OTA ein Spannungs-Strom-Verstärker. Daraus erkennen wir bereits einen signifikanten Unterschied: Der OTA hat einen hohen und der Opamp einen niedrigen dynamischen Ausgangswiderstand. Man spricht beim OTA auch nicht direkt von Verstärkung. Der Ausgangsstrom ändert sich linear zur Spannungsdifferenz der beiden Eingänge. Wir haben es mit einem Vorwärts-Übertragungsleitwert zu tun, der in Siemens angegeben wird, weil die Definition Strom/Spannung das Reziproke des Widerstandes Spannung/Strom ist, der in Ohm angegeben wird. Dieser Wert hat allerdings nur indirekt etwas mit dem Eingangs- (an Ue) und mit dem Ausgangswiderstand (an Ua) zu tun. Beide Widerstandswerte sind allerdings stark vom Steuerstrom, Biasstrom genannt, abhängig. Von diesem Steuerstrom sind ebenso Anstiegsgeschwindigkeit und damit die maximale Frequenzbandbreite abhängig, wenn der Ausgang eine Kapazität steuert.

Einer der ersten OTA war der CA3080 von RCA. Er und seine Nachfolger LM13600 und LM13700 von National Semiconductor haben bei einem Steuerstrom (Biasstrom) von 0.5 mA einen typischen Vorwärts-Übertragungsleitwert von etwa 10 mS (Milli-Siemens). Dies bedeutet:

Wenn der Stromausgang einen Widerstand steuert, erzeugt er an ihm einen Spannungsabfall. Je grösser dieser Widerstand ist, um so grösser ist die Spannung und die Spannungsänderung. Also besteht ein direkter Zusammenhang zwischen Leitwert und Verstärkung, wenn wir an einem Widerstand am Stromausgang die Spannung messen. Verwenden wir z.B. einen Widerstand von 10 k-Ohm, ergibt sich folgende Verstärkung:

    v = gm * R = 10mA/V * 10k = 10mA/V * 10V/mA = 100

      Die Einheiten heben sich auf. Was übrig bleibt,
      ist die dimensionslose Verstärkung.

Da man mittels eines Steuerstromes (Biasstrom) nicht nur die Verstärkung, sondern auch den Qellwiderstand steuern kann, eröffnen sich vielseitige Anwendungsmöglichkeiten, wie Voltage-Cotrolled-Amplifier (VCA), Stereo-Volume-Control, Amplitude-Modulator, Automatic-Gain-Controlled-Amplifier (AGC-Amplifier), Voltage-Cotrolled-Low-Pass-Filter (2. Ordnung Butterworth), Triangular/Square-Wafe-VCO und True-RMS-Converter. Diese Beispiele sind nicht vollständig. Es lohnt sich unbedingt diese Schaltungen etwas kennen zu lernen! Wer noch im Besitze des "Linear-Databook-1" von National-Semiconductor ist, darf sich glücklich schätzen! Man findet jedoch auch alles im Internet.



Dynamiklimiter mit scharfem Begrenzungseinsatz
mit dem OTA LM13700

Was ist Dynamik? Wozu ein AGC-Amplifier?

Unter Dynamik versteht man das Verhältnis zwischen hohem und niedrigem Signalpegel. Klassische Musik, wie z.B. "Die Moldau" aus "Mein Vaterland" von Friedrich Smetana, hat sehr grosse Pegelunterschiede. Die Moldau projiziert das leise und sanfte Entstehen der Quellen in den Bergen, dann gibt sie die tosenden Stromschnellen wieder bis hin zum sanften Ausfliessen in die Elbe. Eine solche Musik hat einen hohen Lautstärkeunterschied oder anders gesagt, sie hat eine hohe Dynamik. Moderne Popmusik tönt hingegen fast immer gleich laut. Die Dynamik ist entsprechend niedrig.

Diese hohe Dynamik von klassischer Musik macht es praktisch unmöglich sie im fahrenden lärmenden Auto zu hören. Es wäre aber leicht möglich, wenn das Autradio eine ein- und ausschaltbare Dynamikkompression hätte, welche den grossen Lautstärkeunterschied, eben die Dynamik, reduziert. Ich habe allerdings noch nie etwas von einem Autoradio gehört oder gesehen, das eine solche Funktion, die das Autoradio kaum verteuern würde, integriert hätte. Falls mir jemand das Gegenteil erzählen kann, würde es mich interessieren.

Ein AGC-Amplifier steuert z.B. seine Verstärkung so, dass innerhalb eines gewissen Bereiches des Eingangspegels kein signifikanter Unterschied des Ausgangspegels entsteht. Dies nennt man einen Dynamiklimiter. Wenn ein AGC-Amplifier hingegen eine hohe Dynamik in eine definiert niedrige Dynamik umwandelt, spricht man eher von einem Dynamikkompressor. Die gegenteilige Funktion ist ein Dynamikexpander. Eine integrierte Schaltung, die für beide Funktionen verwendet werden kann, nennt man einen Dynamik-Kompander.


Warum nicht die Applicationnote Figure 7 ?

Bild 1 zeigt die Applicationnote Figure 7 des LM13700-Datenblattes. Es ist ein AGC-Amplifier. Der Biasstrom (Steuerstrom) Ib hat mit R2 einen fixen Wert von 1 mA. Damit ist auch der Vorwärtsleitwert von etwa 20 mS und die Spannungsverstärkung an P2 (Ua) festgelegt. Ua ist die dynamikbegrenzte niederfrequente Ausgangsspannung (z.B. Audio-Signal). Ein Teil dieser Spannung führt mit P2 zur Darlingtonschaltung T1/T2. Da vom Emitter-Ausgang kein Widerstand gegen -15 VDC geht, arbeitet T1/T2 als Einweggleichrichter. Dabei sind die beiden Basis-Emitter-Dioden von T1 und T2 quasi in Serie geschaltet. R3 dient einzig als Ladestrombegrenzung für C1. C1 liefert eine geglättete Spitzenwert-DC-Spannung Uf (f = feedback), die proportional zur niederfrequenten Eingangsspannung Ue (z.B. Audio-Signal) ist. Uf steuert die IC-internen Linearisierungsdioden (D2) und (D3). Leiten diese Dioden einen Strom, wirken sie mit ihrem Innenwiderstand mit R1 als zusätzlichen Spannungsteiler und Ua stabilisiert sich. Je grösser Ue, um so grösser Uf und die Diodenströme von (D2) und (D3), und umso niedriger die Verstärkung. Ua bleibt konstant. Mit P2 wird die Kompressionstiefe eingestellt. Das heisst, je mehr der Schleifer von P2 an Pin 5 bzw. Pin 12 liegt, um so niedriger ist Ue bei der die AGC aktiv wird und Ua sich stabilisiert. Dadurch wird mit P2 auch der Wert von Ua definiert. Soll Ua unabhängig von der Kompressionstiefe eingestellt werden, muss dies mit einem weiteren Potmeter an Pin 5 (Pin 12) erfolgen. Das Signal des Schleifers führt über einen Impdanzwandler oder Verstärker zum Ausgang Ua. Mit P1 lässt sich die Offsetspannung abgleichen.

Diese sehr einfache, aber funktionierende Schaltung, hat allerdings auch Nachteile. Die Linearisierungsdioden (D2) und (D3) erlauben nur eine geringe maximale Eingangsspannung Ue. Nur etwas zu hoch und es erzeugt an Ua sogleich Amplitudenverzerrungen. Der Klirrfaktor wird schnell unerträglich hoch. Dazu kommt, dass P2 die Ausgangsimpdanz an Ua bestimmt, weil P2 an der dynamisch hochohmigen Stromquelle angeschlossen ist. Man sollte einen Impedanzwandler mit Verstärkung 1 als Puffer nachschalten.


Der andere Weg...

Vor sehr vielen Jahren realisierte ich einen Dynamiklimiter für den Betrieb einer Induktionsschlaufe. Es ging um eine Übersetzeranlage. Es war wichtig, mit möglichst wenig Verzerrung im Limiterbereich zu arbeiten. So ist es möglich die Leistungsendstufe, welche die Induktionsschlaufe steuert, meist auf maximale Ausgangsleistung zu halten. Damit erreicht man ein maximal starkes Magnetfeld und ebenso eine maximale Störspannungsreduktion bei den Induktionsemfängern, weil das Verhältnis zwischen Nutz- zu Störsignal immer gleich gross bleibt, unabhängig davon, ob der Sprecher etwas lauter oder etwas leiser in das Mikrophon spricht. Das ist wichtig, denn sonst machen sich sehr leicht störende Netzbrummspannungen und Rundsteuersignale des 230VAC-Netzes in den Empfängern bemerkbar.

Ich blätterte weiter in den Applicationnotes des LM13700 und grübelte bei Figure 4 (Stereo Volume Control). Da erkannte ich schnell, dass dies der Weg zum Erfolg sein wird und ich entwarf eine AGC-Schaltung die den Biasstrom steuert, wie Bild 2 illustriert (es ist nur ein Stereokanal abgebildet):

In dieser Schaltung werden die Linearisierungsdioden für den eigentlich vorgesehenen Zweck benutzt. R2 begrenzt den Strom auf 1 mA. Der Biasstrom Ib (IABC) steuert die Verstärkung und somit die Ausgangsspannung Ua an R3. Durch die Vorschaltung von R4 ist es möglich, die Verstärkung mit einer DC-Spannung Us zu steuern. Dies wäre also die Grundlage für eine komfortable AGC-Schaltung, wenn man den Aufwand nicht scheut. R1 bildet mit einem Teil des P1 einen Spannungsteiler vor dem nichtinvertierenden Eingang. Durch Drehen des Schleifers an P1 lässt sich die Offsetspannung abgleichen. Der IC-interne Darlington, auch als Pufferstufe bezeichnet, ermöglicht eine relativ niedrige Ausgangsimedanz an Ua. Es empfiehlt sich diese Schaltung auf einem Testboard für den persönlichen Lern- und Erfahrungszweck aufzubauen und etwas damit "herumzuspielen". Die Schaltung in Bild 2 gibt die Hälfte von Figure 4 des Datenblattes des LM13600 und LM13700 wieder.


Dynamiklimiter mit LM13700

Drei Eigenschaften zeichnen die vorliegende Schaltung in Bild 3 aus: Begrenzungseinsatz mit scharfem Knick, konstanter Ausgangspegel im Regelbereich und rasche Regelung bei plötzlichem Anstieg des Eingangssignales Ue. Diese Eigenschaften werden von der hier erprobten Schaltung erfüllt.

Arbeitet der Dynamiklimiter unterhalb der Regeleinsatzschwelle, fliesst am Biaseingang des OTA ein konstanter Strom Ib von etwa 2mA, gegeben durch die beinah volle Betriebsspannung von 30 VDC und R6. Transistor T2 ist offen. Wenn man sich das Datenblatt des LM13700 zu Gemüte führt, erfährt man, dass der Bias-Input-Verstärker auf dem Potential von -Ub liegt. Durch diese 2 mA ist die Verstärkung zwischen Ue und Ua konstant. Die Verstärkung (ohne AGC-Funktion) wird mit dem Trimmpotmeter R1 auf exakt 0 dB (Gain = 1) abgeglichen. Es empfiehlt sich dafür ein Mehrgang-Trimmpotmeter zu verwenden. Die IC-interne Darlington- bzw. Impedanzwandlerstufe T1 dient als niederohmige AC-Spannungsquelle für den Ausgang Ua, als auch für die Steuerung des Feedbacknetzwerkes, welches mit dem Vierfachoperationsverstärker IC:A1 bis IC:A4 realisiert ist.

IC:A1 dient als Impedanzwandler mit Verstärkung 1 (0 dB). Dadurch wird die Ausgangstufe T1 nicht unnötig belastet. Das passive Hochpassfilter aus C5 und R10 dient der Entkopplung des negativen DC- Spannungsanteiles am Emitterausgang von T1. IC:A2 und IC:A3 arbeiten als Vollweggleichrichter und der folgende Integrator/Peakdetektor erzeugt eine dem Ausgangspegel Ua proportionale DC-Spannung Uf. Übersteigt Uf den Wert der Referenz-DC-Spannung Ur, steigt die Ausgangspannung von IC:A4. Transistor T2 beginnt zu leiten (Kollektorstrom). R6 wirkt mit dem Kollektorstrom von T2 als DC-Spannungsteiler. Der Spannungsabfall über R6 erhöht sich. Dadurch verringert sich der OTA-Biasstrom Ib und damit die Verstärkung zwischen Ue und Ua. Je grösser Ue, desto geringer Ib und Ua bleibt konstant.

Der scharfe Knick in der Übergangsphase wischen ungeregeltem und geregeltem Betrieb (Limiter) und ebenso die Konstanz des Ausgangspegels Ua im Limiterbetrieb ergibt sich aus der extrem hohen Verstärkung von IC:A4 und der Transistorstufe T2. Wäre diese extrem hohe Verstärkung ständig wirksam (reiner Betrieb als Komparator), würde der Limiter nicht stabil arbeiten. Erreicht Uf den Wert von Ur, würde die Regelschaltung als Ganzes überreagieren und schwingen (pumpen). Um dies zu vermeiden - das System als Ganzes zu dämpfen - wirkt das Gegenkopplungsnetzwerk aus R21 und C7 mit R20 und R27 im Emitterkreis des T2. Man kann die Schaltung um IC:A4 auch als einen aktiven Integrator betrachten. Allerdings hat ein aktiver Integrator im Gegenkopplungspfad nur ein Kondensator und keinen zusätzlichen in Serie geschalteten Widerstand. Im vorliegenden Fall ist es praktischer, wenn man die Schaltung um IC:A4 als Komparator für DC-Spannungen betrachtet. Wenn sich jedoch Uf ganz nahe bei Ur ändert, dann soll sich, durch den Umladevorgang von C7, die hohe Verstärkung von IC:A4 kurzzeitig drastisch auf einen Wert von etwa 50 (R21/R20) reduzieren. C7 wirkt in diesem Augenblick mit einer niedrigen Reaktanz (kapazitiver Widerstand). Wie es zu diesem Wert von 50 kommt, ermittelte ich damals auf dem Testboard empirisch. Er ist so niedrig gewählt, dass sich eine schnelle Änderung des Pegels an Ue stark aperiodisch gedämpft auf Ua auswirkt. Damit wird ein unerwünschtes Oszillieren mit Sicherheit reproduzierbar vermieden.

Wenn die Schaltung im Limiterbereich arbeitet, hat IC:A4 eine Ausgangsspannung welche um etwa 3.5 VDC unterhalb -Ub liegt. Also etwa -11.5 VDC. Dies ergibt sich aus der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 und dem Spannungsteiler R22/R23. Erst wenn diese 3.5 VDC unterhalb von -Ub liegt, ist ein Limitereinsatz möglich. Vorher leitet T2 nicht. Dies hat den Vorteil, dass man keinen Opamp mit Rail-to-Rail-Eigenschaften am Ausgang verwenden muss und es ermöglicht die Ausgangsspannung von IC:A4 auch für anderes zu verwenden. Dies geschieht mit T3. Noch bevor diese 3.5 VDC unterhalb -Ub erreicht wird, leitet T3, - also im Übergangsbereich wo die Schaltung in den Limiterbereich umschaltet. Damit wird erreicht, dass die LED "LIMITED" rechtzeitig leuchtet und anzeigt, dass die Schaltung den Eingangspegel begrenzt.


Integrator / Peak-Detektor

Warum diese Doppelbezeichnung? Dieser Schaltungsteil hat zwei Regelzeitkonstanten. Eine sehr kleine, bestehend aus R16 und C6 (D3 ist vernachlässigbar), dient einem raschen Regeleinsatz beim Überschreiten der Regeleinsatzschwelle, als auch bei einer plötzlichen Erhöung von Ue innerhalb der Regelung. C6 wird durch R16 über D3 rasch (nach-)geladen. Eine wesentlich grössere Zeitkonstante ergibt sich aus R17 und C6 (unbedingt Tantal-Elko für C6 verwenden!).

Dies führt dazu, dass die Uf praktisch dem Spitzenwert der gleichgerichteten Spannung entspricht. Bei einer Sinusspannung ist das Verhältnis zwischen Scheitel- und Mittelwert gegeben. Beim Sprachsignal ist dies weniger der Fall. Trotzdem wirkt es sich in der Praxis nicht störend aus, weil die Zeitkonstante von R16 und C6 nicht so niedrig ist, um jede sehr schnelle Spannungsspitze zu "schlucken". Man kann sagen, der Peak-Detektor wirkt auch als Integrator. Die Teil-Integratorwirkung beim IC:A4 trägt auch einen gewissen Teil dazu bei. Siehe dazu Kapitel "Grenzen der Anwendungen".

Wenn Ue fällt, sinkt auch die pulsierende DC-Spannung am Ausgang des Gleichrichters. Damit C6 sich nur sehr langsam über R17 und nicht auch über den viel niederohmigeren R16 entladen kann, sorgt D3 als sperrende Diode. Diese Art des schnellen Regeleinsatzes und der langsamen "Erhohlungsphase" eignet sich besonders für Sprachanwendungen, weil damit kurze Sprechpausen zwischen den Worten leicht überbrückt werden. Der Ausgangspegel bleibt praktisch konstant.

Wenn die Schaltung in Betrieb gesetzt wird, kann Uf anfänglich einen hohen Wert annehmen, wenn die Diode D4 nicht dafür sorgt, dass C6 beschleunigt entladen wird. Ohne D4 könnte es sehr lange dauern bis die Schaltung einsatzbereit wäre.


Regeleinsatz

Bild 5 illustriert die langsame Erholungsphase bei einer sofortigen Reduktion von Ue von z.B. 12 dB (etwa Faktor 4). Nach etwa zwei Sekunden ist Ua gleich gross wie zuvor. Erhöht sich Ue plötzlich wieder auf den Ursprungswert, merkt man kaum einen Unterschied von Ua. Wäre diese Zeitkonstante grösser, können sich Verzerrungen akustisch bemerkbar machen, wenn die Amplituden eines Audiosignales kurzzeitig durch die Betriebsspannung begrenzt würden. Ist jedoch die Einregelzeit sehr kurz, fällt dies nicht oder nur sehr wenig im Extremfall auf.


Grenzen der Anwendungen

Für Sprachsignale und Musiksignale mit geringen Bassanteilen (linearer Frequenzgang) arbeitet die vorliegende Schaltung sehr gut. Bessere Resultate erziehlt man, wenn das Audiosignal hochpassgefiltert ist. Es empfiehlt sich ein aktives Butterworth-Hochpassfilter zweiter Ordnung mit einem Opamp mit einer Grenzfrequenz von etwa 100 Hz. Für Sprachanwendungen kann man auch eine etwas höhere Grenzfrequenz wählen. Musiksignale mit hohem Bassanteil eignen sich nicht! Für exakte messtechnische Aufgaben eignet sich diese Schaltung überhaupt nicht! Hier wäre ein AC(RMS)/DC-Converter mit symmetrischer Zeitkonstante das Richtige.


Abgleich und Schlusswort

Anstelle von R18 und R19 (Bild 3 oder Bild 4) kann man auch ein Potmeter verwenden. Damit wäre die Limitereinsatzschwelle und somit die Kompressionstiefe beeinflussbar. Geht es aber bloss darum, die Ausgangsspannung Ua an den Endverbraucher zu optimieren, kann zwischen Ua und GND ein Potmeter geschaltet werden. Dieses Potmeter sollte 10 k-Ohm nicht unterschreiten! Es empfiehlt sich, dass nur relativ hochohmige Eingänge gesteuert werden. Ein LINE-Eingang eines Endverstärkers mit z.B. 50 k-Ohm Eingangswiderstand ist problemlos. C4 (Bild 3) dient der DC-Entkopplung und R9 (Bild 3) vermeidet eine kapazitive Belastung des Emitterfolgers, falls ein langes abgeschirmtes Kabel angeschlossen wird. Ohne R9 bestünde das Risiko von unerwünschter Oszillation.


Technische Daten 

 

Linearer Bereich:         Ue = 0   ...  1.8 V eff sinus
Limiter-Bereich:          Ue = 1.8 ... 11   V eff sinus
Limiter-Schwelle:         1.8 V eff sinus  (bedingt durch Ur)
Kompressionsverhältnis:   74 dB / dB
Frequenz-Bandbreite:      10 Hz ... 700 kHz (-3dB)  komprimiert
Frequenz-Bandbreite:      20 Hz ... 700 kHz (-3dB)  unkomprimiert
Signal-Rausch-Abstand:    76 dB
Übersteuerbarkeit:        16 dB
Betriebsspannung:        ±15 VDC