Akku-Betriebsspannung-Abschaltverzögerung
mit CMOS-Invertern, MOSFET und
DIL-Leistungsrelais
Einleitung
Es gibt einen Elektronik-Minikurs der den MOSFET in Zusammenhang mit
verzögerter Abschaltung von einer Batteriespannung zum Thema hat. Dort
geht es nur um den Betrieb einer kleinen batteriebetriebenen Schaltung
mit Strömen von maximal etwa 50 mA. Als Stellglied dient dort ein
PNP-Kleintransistor, z.B. ein BC560C, der im geschalteten (gesättigten)
Zustand 100 mA zulässt. Es wird allerdings darauf hingewiesen, dass man
mittels eines BD140 und einer geringfügigen Redimensionierung der
Schaltung den Strom bis auf maximal 1 A erhöhen kann. Dies hat
allerdings den Nachteil, dass ein bipolarer Transistor im geschalteten
(gesättigten) Zustand, mit einer niedrigen Kollektor-Emitter-Spannung
von etwa 0.1 V und dies bei einem Kollektorstrom im Ampere-Bereich, nur
eine niedrige Stromverstärkung hat. Dies erfordert ein relativ grosser
Basisstrom, worüber eine Batterie bezüglich ihrer Lebensdauer nur wenig
Begeisterung aufbringen kann. Am Schluss liest man, dass die Alternative
eines Power-MOSFET in P-Kanaltechnologie, wegen dessen fehlendem
Gatestrom, diesen Nachteil nicht hat. Allerdings ganz so einfach ist das
nicht. Hier sei zusätzlich darauf hingewiesen, dass ein MOSFET zu seiner
vollen Durchsteuerung, also ganz niedrigem RDS_on,
oft eine Gate-Source-Spannung bis 10 V braucht. Eine solche Schaltung
kann mit niedrigen Batteriespannungen also gar nich befriedigend
funktionieren und weil man bei vorliegendem Schaltungskonzept ein
P-Kanal-MOSFET braucht, kommt dazu, dass es den nicht als
Logic-Level-MOSFET gibt. Das ist ein MOSFET der mit TTL-Signalen gesteuert
werden kann. Dazu kommt, dass herstellungsbedingt der Widerstand
RDS_on bei P-Kanal-MOSFETs meist nicht so niederohmig
sein kann, wie dies bei N-Kanal-MOSFETs ganz selbstverständlich ist.
Tiefer im Detail thematisiert wird dies dort schon deshalb nicht,
weil es auch noch um ein ganz anderes Thema geht. Es geht um den Vorteil
des MOSFET gegenüber einem Darlington in Timerschaltungen und der Leser
lernt dabei einiges über die beiden Methoden von Transistorschaltungen
zusätzlich. Wer sich dafür interessiert, klickt auf den folgenden Link:
Eine kleine Lektion zum Thema Relais
Bezugnehmend auf den eben erwähnten Elektronik-Minikurs
(1), kann anstelle eines
PNP-Transistors im Leistungspfad
(siehe dort in Bild 5 T2) auch ein Relais
eingesetzt werden. Dieses eignet sich speziell bei hohen Schaltströmen,
wie z.B. bei der Verwendung von Akkus anstelle von Batterien, weil diese
sehr oft besonders niederohmige Innenwiderstände haben und der
Relaiskontakt den Überstrom bis zum Schmelzen einer Schmelzsicherung
sicher und ohne Zerstörung aushalten muss. An solche Dinge muss man
denken, wenn z.B. auf Grund von Verlustspannungen (Verlustleistungen)
keine elektronische Strom-, bzw. Leistungsbegrenzung in die Schaltung
miteinbezogen werden kann. Während bei extremer Überlast ein Halbleiter
im Millisekundenbereich zerstört werden kann, sind korrekt
ausgewählte Relaiskontakte wesentlich widerstandsfähiger. Wichtig
ist dabei auch, dass ein Relaiskontakt - vor allem beim Ausschalten - so
schnell wie möglich öffnet. Geschwindigkeitslimitierend sollte einzig
die Mechanik des Relais und nicht die vorgeschaltete Elektronik sein.
Die sogenannte Freilaufdiode kann das Öffnen des Relaiskontaktes einige
Millisekunden verzögern, bzw. verlangsamen. Nicht das Verzögern des
Ausschaltens, das Verlangsamen des Ausschaltens ist das eigentliche
Problem!
Ein Experiment zeigte mir, dass die Abschaltverzögerung eines
24-VDC-Relais mit einem Spulenwiderstand von 2800 Ohm (Strom = 8.6 mA)
mit der Freilaufdiode sich von 3 ms auf 10 ms erhöhte. Man muss sich
dabei aber klar sein, dass dadurch sich auch das Öffnen des Kontaktes
verlangsamt, weil der Induktionsstrom durch die Relaisspule innerhalb
dieser Differenz von 7 ms nicht plötzlich sondern allmählich abnimmt.
Allerdings sind diese 7 ms noch relativ wenig. Man kann diese
zusätzliche Verzögerungszeit durch einen Seriewiderstand zur
Freilaufdiode reduzieren. Die Grösse dieses Widerstandes richtet sich an
der Höhe der Selbstinduktionsspannung, die man dem steuernden Transistor
zumuten darf. Dies wäre alternativ zur Z-Diode, wovon weiter unten noch
zu lesen ist. So etwas muss man, wenn eine solche zusätzliche
Abschaltverzögerung überhaupt ein Problem ist, empirisch ermitteln. Wie
eine Testschaltung für so etwas aussieht, zeigt Bild 1:
Teilbild 1.1 zeigt einen Rechteckgenerator der über den Basiskreis einen
Transistor steuert und dieser schaltet das Relais ein und aus. Mit einem
BC550C kann man Relaisspulen bis zu einem Strom von maximal 0.1 A
schalten. Der Basisstrom sollte dann etwa 5 mA betragen. Rb richtet sich
nach der Ausgangssspannung des Rechtecksignals und diesem Basisstrom.
Die Z-Diode dient dazu die Selbstinduktionsspannung so zu begrenzen,
dass der Transistor nicht beschädigt werden kann. Beim BC550 ist eine
Zenerspannung von 40 V etwa die richtige Wahl. Die Spannung der Z-Diode
sollte etwas niedriger sein also die maximal zulässige offene
Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors, jedoch etwas höher als +Ub
sein, damit beim ausgeschalteten Zustand des Transistors nicht bereits
ein kleiner Strom durch die Relaisspule fliesst. Ein anderer wichtiger
Grund ist der, dass bei offener Freilaufiode D1 der
Selbstinduktionsstrom durch die Spule so gering bleibt, dass es kaum zu
einem zusätzlichen Verzögerungseffekt kommt und so die Messung nicht
signifikant verfälscht wird. +Ub hat hier einen Wert von +24 VDC, weil
das Relais, das mir für diesen Test zur Verfügung stand, eine
Spulenspannung von 24 VDC hatte. Mit dem Relaiskontakt wird ein relativ
niederohmiger Widerstand Rt (t für Test) synchron zur Frequenz des
Rechteckgenerators ein- und ausgeschaltet.
Teilbild 1.2 zeigt die Spannungsdiagramme. UG ist
das Generator-Rechtecksignal. Ut1 (t für Test) ist das um 3 ms verzögerte
Abschaltsignal des Relaiskontaktes ohne die Einwirkung der Freilaufdiode
D1. Schalter S ist ausgeschaltet. Ut2 ist das um 10 ms verzögerte
Abschaltsignal des Relaiskontaktes mit der Einwirkung der Freilaufdiode
D1. Schalter S ist geschlossen. Die Schaltung kann man nach belieben
für andere Spulenspannungen und Spulenströme anpassen. Man kann
anstelle des bipolaren Transistors selbstverständlich auch einen
MOSFET, wie z.B. BS170, einsetzen, wenn man voraussetzt, dass die
Rechteckspannung für den benötigten Drainstrom hoch genug ist. Man
konsultiere dazu das Datenblatt.
Abschliessend zu Bild 1 ist noch zu erwähnen, dass man den Transistor
durchaus auch mit einer solchen Z-Diode schützen kann, wenn die
Flankensteilheit des Anstiegs der Selbstinduktionsspannung nicht zu hoch
ist, so dass die Reaktionsgeschwindigkeit der Z-Diode zum Problem wird.
Bei einem Relais mit einem Weicheisenkern dürfte dieses Risiko kaum
sehr hoch sein. Man kann dies mit dieser Schaltung ganz einfach prüfen. Mit
Kondensator C1 = 1nF kann man die Geschwindigeit des Transistors für
einen solchen Test noch etwas erhöhen. Sollte sich dieses Problem mit
der Z-Diode trotzdem zeigen, kann man eine leichte zusätzliche
Reduktion der Flankensteilheit durch ein einfaches RC-Filter im Basis-
(NPN-Transistor) oder im Gate-Kreis (MOSFET) bewirken. Eine Flankendauer
von einigen 10 µs ist auf jedenfall gross genug.
Wir betrachten jetzt an zwei modernen kleinen Leistungs-Printrelais
worauf es ankommt. Ich entnehme diese beiden Relais dem
Distrelec-Katalog Ausgabe 2006.
Ich möchte an dieser Stelle darauf hinweisen, dass der Markt von solchen
Relaistypen sehr gross ist und es viele unterschiedliche Hersteller gibt.
Das Angebot in den Katalogen der Elektronik-Distributoren wechselt von
Jahr zu Jahr. Dieses langandauernde und sich technisch stets
verbesserende Angebot von kleinen Leistungsrelais, meist im DIL-Format,
beweist, dass diese im Grunde ältesten Schaltelemente, neben den modernen
auf der Basis von Halbleitern, noch heute und in Zukunft ihren festen
Platz behalten werden.
Von FUJITSU gibt es ein flaches kleines Printrelais in SIL-Ausführung
(SIL =Single-Inline) des Types NY. Es gibt Spulenwerte von 5 VDC bei
24 mA, 12 VDC bei bei 10 mA und 24 VDC bei nur 5 mA. Das ist
unglaublich wenig Leistung, wenn man bedenkt, dass man mit diesem
Relais einen Strom von 5 A schalten kann, wobei bei Gleichstrom (DC)
die maximale Schaltleistung bei 90 W und bei Wechselstrom (AC) sogar
bei 750 VA liegt. Wie kommt es zu diesem grossen Unterschied in der
Schaltleistung? Vielleicht gibt es mehrere Gründe die ich nicht
kenne, aber einer davon ist auf jedenfall der, dass es beim Abschalten
von hohem Gleichstrom sehr leicht zu einem Lichtbogeneffekt kommt und
den gilt es zeitlich zu begrenzen. Die Temperatur eines Lichtbogen ist
extrem hoch. Er kann, wenn er zulange andauert, die Kontakte schnell
zerstören. Bei AC ist eine höhere Schaltleistung deshalb möglich, weil
ein entstehender Lichtbogen mit jedem Sinusnulldurchgang löscht,
sofern sich die Ionisation der Luft genügend abbaut. Dies ist
natürlich nur bis zu einer maximalen VA-Schaltleistung möglich, die
der Hersteller angibt. Es gibt spezielle Methoden, z.B. mit
Widerstand-Kondensator-Schaltungen, den Lichtbogen zu
unterdrücken. Verschiedene Relaishersteller liefern dazu
Dokumentationsmaterial.
Und jetzt noch zum zweiten Printrelais, diesmal in DIL-Ausführung (DIL
=Dual-Inline). Dieses DIL-Relais, von PANASONIC vom Typ DK1a, hat die
Spulenwerte von 5 VDC bei 40 mA, 12 VDC bei bei 17 mA und 24 VDC bei nur
8.3 mA. Die Spulenleistung ist etwas höher als beim obengenannten
Relais, jedoch ist der maximale Schaltstrom mit 10 A gleich doppelt so
hoch. Die Schaltleistung mit 300 W (DC) und 2.5 kVA (AC) mehr als drei
mal so hoch. Man vergegenwärtige sich mal kurz diese Leistung: 2.5 kVA
(AC) bei einer Spulenleistung von 0.2 W. Das ist eine
Leistunsgverstärkung von 12'500 und dies in einem kleinen DIL-Gehäuse.
Natürlich gibt es den Begriff Leistungsverstärkung bei Relais nicht.
Also bitte nicht danach in Relais-Datenblättern suchen. Trotzdem
empfehle ich dem interessierten Leser Datenblätter solcher Relais ein
wenig zu studieren. Interessant ist es auf jedenfall.
Welche Diode eignet sich als Freilaufdioden?
Wenn man in Elektronikmagazinen blättert, dann fällt auf, dass als
Freilaufdiode meist die 1N914 bzw. 1N4148 zum Einsatz kommt. Eher
selten sieht man die Gleichrichterdiode 1N400x (x für 1,2,3,4...). In
den Fachdiskussionsforen wird immer wieder behauptet, dass die
1N400x-Serie für so etwas zu träge reagiert. Ich habe das nicht
untersucht. Wer diesem Problem aus dem Wege gehen möchte, empfehle ich
eine Schottky-Diode die genügend hohen Strom aushalten kann und erst
noch sehr flink ist. Damit wäre man auf der ganz sicheren Seite.
Betrachten wir's aber mal von der realistischen Seite. Wie hoch ist
denn überhaupt der Strom der die Selbstinduktionsspannung erzeugt,
wenn diese durch eine Freilaufdiode kurzgeschlossen wird? Der
Kurzschluss-Strom definiert sich durch die
Leerlauf-Selbstinduktionsspannung dividiert durch den
Spulenwiderstand. Angenommen die Leerlauf-Selbstinduktionsspannung
beträgt als Spitzenwert 100 V und der Spulenwiderstand hat einen Wert
von 700 Ohm (PANASONIC Typ DK1a 12V/17mA), dann beträgt der
Spitzenstromwert 140 mA. Man kann dies auch exakt messen, wenn man in
Serie zur Freilaufdiode einen Widerstand schaltet, der einen kleinen
Bruchteil des Spulenwiderstandes ausmacht. Über diesem Widerstand
misst man mit einem Oszlilloskopen den Spannungsimpuls und errechnet
den Stromimpuls. Dieser sehr kurzzeitige Stromspitzenwert interessiert
aber meist gar nicht.
Kommen wir zurück zum Test mit der Schaltung in Bild 1. Da wird im
vorliegenden Beispiel durch den kurzgeschlossenen
Selbstinduktionsstrom erreicht, dass das Relais weitere 7 ms
eingeschalten bleibt. Der mittlere Strom während dieser 7 ms
entspricht maximal dem Betriebsstrom durch die Relaisspule, der vor
der Abschaltung wirkte und der beträgt bei diesem PANASONIC-Relais
exakt 17 mA. Dazu reicht eine Kleinsignaldiode 1N914 oder 1N4148
allemal, wobei die 1N4148 mit 150 mA den doppelten maximalen
Dauerstrom der 1N914 aushält. Gemäss Datenblatt von ROHM liest man im
Diagramm in Figure 5 Surge Current Characteristics, dass bei
einem Einzelimpuls von 10 ms 2.5A und bei 1 ms sogar 5 A zulässig
sind. Beide Dioden sind mit einer Reaktionszeit von 4 ns sehr schnell.
Ich habe beim Experimentieren mit der Schaltung in Bild 1 die Frequenz
so stark erhöht, dass das Tastverhältnis von der Impulsdauer des
Selbstinduktionsstromes zur Periode des Rechtecksignales etwa 50 %
beträgt. Das ist ein extremer Zustand den es im realen Einsatz gar nicht
gibt. Eine Temperaturmessung der 1N914-Diode ergab eine
Temperaturerhöhung von wenigen Grad Celsius. Es ist also nicht der Rede
wert.
Fazit: Ausser man verwendet Relais oder Schaltschützen, dessen
Spulen ziemlich niederohmig sind und ein relativ grosser Spulenstrom
fliesst, genügen als Freilaufdioden in der Regel die erwähnten
handelsüblichen Kleinsignaldioden 1N914 oder 1N4148, - auf jedenfall
bei Relais wie sie hier und in sehr vielen andern Applikationen in
Fachzeitschriften vorkommen.
Mit CMOS, MOSFET und Kleinleistungs-Relais
Wir wissen jetzt, dass es wichtig ist, dass das Relais schnell
ausschalten soll. Ebenso empfiehlt sich ein schnelles einschalten. Beim
Einschalten heisst dies, dass die Relaisspule von der Elektronik sofort
die volle Spulenspannung erhält. Das heisst natürlich nicht, dass
ebenso schnell der Anker anzieht, denn das Magnetfeld muss erst
aufgebaut werden. Dies liegt aber bestenfalls im ms- bis 10-ms-Bereich.
Beim Ausschalten soll die Elektronik dafür sorgen, dass die Spule
sofort keine Spannung mehr erhält. Dies hätte allerdings den grossen
Nachteil zur Folge, dass die dadurch entstehende hohe
Selbstinduktionsspannung den Transistor T1 zerstören könnte. Dem beugt
man mittels einer sogenannten Freilaufdiode D1 parallel zur Relaisspule
in Sperrrichtung vor. Die Selbstsindunktionsspannung schliesst mittels
D1 kurz. Darüber liest man weiter oben ausführlich. Damit
das Ein- und Ausschalten von seiten der Elektronik so schnell wie
möglich stattfindet, kommt in der Schaltung eine positive
Rückkopplung in Form der Schmitttrigger-Funktion zur Anwendung. Dies
wird durch die entsprechenden Symbole in den Invertern angedeutet.
Bild 2 zeigt eine Abschaltverzögerung von etwa 5 Minuten mit zwei der
sechs Schmitt-Trigger-Invertern des verwendeten IC MC14584B, CD4584B
oder CD40106B und dem MOSFET BS170 als Schaltverstärker. Er könnte mit
einem maximalen Drainstrom von 500 mA durchaus auch kleine
Schaltschützen steuern, die in der Lage wären sehr grosse Ströme zu
schalten. Dies hat allerdings einen Haken. Wegen dem Widerstand
R
Selbstverständlich kann man anstelle des MOSFET auch ein bipolarer
NPN-Transistor verwenden, wie dies Teilbild 2.2 zeigt. Für maximale
Kollektorströme bis 100 mA eignet sich z.B. ein BC550, bis 500 mA ein
BC337-25, - beide ebenfalls im kleinen TO92 Gehäuse wie der MOSFET
BS170. Da ein solcher Transistor schalten muss, sollte man die
Stromverstärkung nicht zu sehr herausfordern. Ein Wert von maximal 30
genügt. Bei einem Kollektorstrom von 100 mA wird bereits ein Basisstrom
von mindestens 3 bis 4 mA gefordert und das überfordert die
Ausgangsstufe eines CMOS-Gatter der CMOS-Familie MC14xxx oder CD4xxx,
die hier zur Anwendung kommt.
Ist das Relais allerdings sehr genügsam, wie die hier vorgestellten mit
einem Spulenstrom von 10 oder 17 mA bei 12 V, dann funktioniert es, weil
da nur noch Basisströme von 0.33 mA oder 0.65 mA benötigt werden.
Da über dem Basiswiderstand etwa 11 V abfallen, kommen Basiswiderstände
Rb von 33 k-Ohm oder oder 15 k-Ohm zum Einsatz. Solange der benötigte
Basisstrom niedriger ist als etwa 2 mA, kann man ebenso gut einen
bipolaren Transistor, z.B. ein BC550 einsetzen. Von Darlingtons
(z.B. BC517) ist ganz abzusehen, weil der minimale Spannungsabfall
zwischen Kollektor und Emitter immer minimal 0.7 V beträgt. Fazit: Will man
überhaupt keine Gedanken betreffs Belastung des ICs anstellen, ist
der Kleinleistungs-MOSFET BS170 bestimmt die beste Wahl. Die Benutzung
von nur zwei der sechs Schmitt-Trigger-Inverter erlaubt die restlichen
vier für andere Zwecke zu verwenden. Die Eingänge der unbenutzten
Inverter müssen entweder mit +Ue oder mit GND verbunden sein.
Mit Drücken auf die Taste START wird CT sofort (Zeitkonstante ist 10 ms)
auf +Ue geladen. Der Eingang von IC:A1 ist somit auf +Ue, sein Ausgang
invertiert auf GND und der Ausgang von IC:A2 und das Gate von T1
wiederum auf +Ue gesetzt. T1 leitet, das Relais zieht an und +Ua ist mit
+Ue verbunden.
Im Gegensatz zur Methode in Bild 5 im oben erwähnten Elektronik-Minikurs
(1), wo die Ladespannung an CT direkt das Gate
des MOSFET steuert, gibt es hier durch die Funktion des Schmitt-Triggers
festgelegte Triggerspannungen. Diese untere und obere Triggerspannung,
bzw. die Hysterese der CMOS-Inverter des IC:A sind herstellerabhängig
und man hat auf diese Werte keinen Einfluss. Die Grösse der Hysterese
und die absoluten Triggerspannungen sind abhängig vom gewählten Typ der
drei möglichen ICs und sie sind abhängig von der Betriebsspannung. Diese
Abhängigkeit wirkt sich allerdings positiv auf die Stabilität der durch
RC und CT bedingte Verzögerungszeit aus, vorausgessetzt CT wird auf +Ue
geladen, wie dies hier beim Tastendruck auch der Fall ist. Die
Triggerschwellenspannungen ändern sich etwa proportional zur Änderung von
+Ue.
Allerdings sei an dieser Stelle betont, dass die hier und in
(1) vorgestellten Abschaltverzögerungsmethoden
mit langen Zeiten zwar sehr einfach, jedoch ungenau sind. Sie eignen
sich wirklich nur für den Einsatz, wo Präzision keine besondere Rolle
spielt, wie im Fall einer automatisch verzögerten Abschaltung einer
Batterie- oder Akkuversorgung. Die Zeitkonstante RT*CT beträgt etwa 7.8
Minuten. Etwa, weil die Kapazitätstoleranz von ±20 % bei Elkos muss man
berücksichtigen. Wegen dem niedrigeren Leckstrom sollte man vorzugsweise
Tantal-Elkos einsetzen, deshalb die Bezeichnung 47µ(T) (T
für Tantal). Wie lange die Verzögerungszeit wirklich ist, muss man
ausprobieren und wenn nötig passt man RT oder CT der erwünschten
Abfallverzögerungszeit an. RT kann man leichter variieren. Man kann RT
auch aufteilen in die Serieschaltung eines Widerstandes und einem
Trimmpotmeter. So lässt sich die Verzögerungszeit elegant abstimmen.
Betrachten wir den Entladungsvorgang von CT über RT. Die Spannung über
CT sinkt bis die unterere Triggerschwelle des Schmitt-Triggers im IC:A1
unterschritten wird. Der Ausgang von IC:A1 kippt dann auf +Ue und der
Ausgang von IC:A2 auf GND. T1 schaltet aus, die Relaisspule wird
stromlos, der Relaiskontakt öffnet und +Ua wird spannungslos.
Dadurch fällt die Last an +Ua weg, die Spannung +Ue erhöht sich etwas,
wodurch sich auch die Triggerschwellen der Schmitt-Triggerfunktion
erhöhen. Diese zusätzlich Mikopplung garantiert die sichere Abschaltung
es Relais erst recht.
Ck ist der typische induktionsarme Keramik-Multilayer-Kondensator,
der das stabile Funktionieren digitaler aber auch analoger ICs
garantiert. Er übernimmt die Speisung sehr kurzzeitiger Stromtransienten
wenn Ausgangsstufen umschalten und vermindert das Eindringen von
steilflankigen Störtransienten in den Schaltkreis.
Mit Rücksicht auf die eigene Bastelkiste
Ein Leser denkt vielleicht, dass er in seinem Lager jede Menge bipolare Transistoren hat, aber ein MOSFET, wie der BS170, müsste er erst besorgen. Das ist lästig und er grübelt, ob es nicht auch anders geht. Wie es geht, zeigt Bild 3:
Wenn der Strom eines einzelnen Inverters für den benötigten Basisstrom des nachfolgenden Transistors nicht ausreicht, schaltet man einfach mehrere dieser Inverter parallel. Im Gegensatz zu Logikschaltkreisen mit bipolaren Schaltungen, wie z.B. bei TTL, darf man dies bei CMOS. CMOS-Drain-Source-Strecken verhalten sich wie Widerstände und Widerstände, speziell dann wenn sie noch einen positiven Temperaturkoeffizienten haben, darf man parallelschalten. Auch hier, die Eingänge von nicht verwendeten Invertern müssen mit +Ue oder mit GND definiert sein.
Diesmal ohne Transistor
Wenn der Strom durch die Relaisspule sehr niedrig ist, also z.B bei 10 mA liegt (Relais von FUJITSU: 12V/10mA), kann man auf den Transistor T1 verzichten und das Relais direkt aus fünf parallel geschalteten CMOS-Inverterausgängen ansteuern.
Es gilt bis zum Ausgang des IC:A2, welches hier mit IC:A3 bis IC:A6
parallelgeschaltet ist, die selbe Beschreibung wie zu Bild 2. Weil hier
der MOSFET T1 fehlt, wird die Spannung einmal weniger invertiert. Dies
hat zur Folge, dass das Relais zwischen den Ausgängen der
parallelgeschalteten CMOS-Inverter und GND beschaltet werden muss.
Welchen Strom vermögen denn diese fünf parallelgeschalteten CMOS-Ausgänge
in die Relaisspule liefern? Der Drain-Source-Widerstand des gerade
eingeschalteten IC-internen MOSFET ist stark betriebsspannungsabhängig.
Dies ist auch der Grund, warum die maximale Schaltfrequenz dieser
Logik-IC-Familien stark betriebsspannungsabhängig ist. Hat +Ue einen Wert
von 10 VDC, kann ein Ausgang mit einer Spannung von 9.5 VDC einen Strom
von typisch 2.3 mA liefern. Mit fünf parallelgeschalteten Invertern gäbe
dies einen Strom von typisch 11.5 mA beim selben Spannungsbafall von
etwa 0.5 VDC über den leitenden MOSFETs. Betreiben wir das IC allerdings
mit 12 VDC, ist der Spannungsverlust durch die MOSFETs etwas geringer,
weil deren RDS_on, wegen dieser zusätzlichen
Betriebsspannung von 2 VDC, noch etwas niedriger ist. Dazu kommt, dass
der Spannungsabfall noch etwas niedriger ist, weil die Relaisspule bei
12 VDC nur 10 und nicht 11.5 mA aufnimmt. Es ist also durchaus möglich
ein DIL-Leistungsrelais mit einer Spulenspannung von 12 VDC und einer
Stromaufnahme von 10 mA ohne zusätzlichen Transistor anzusteuern.
Der strom- und leistungslose Zustand
Bei einer (automatischen) Abschaltung von einer Akku- oder
Batteriequelle erwartet man selbstverständlich, dass diese Quellen
nicht mehr weiter belastet werden. Ist dies in den Schaltungen in Bild 2
bis Bild 4 denn auch der Fall, denn schliesslich hängt das IC noch immer
an der Betriebsspannung +Ue? Eindeutig ja! Wenn CT entladen ist, liegt
der Eingang von IC:A1, durch RT definiert, auf dem LOW-Pegel (GND). Der
Ausgang von IC:A1 liegt somit auf dem HIGH-Pegel (+Ue) und die Ausgänge
von IC:A2 bis IC:A6 (Bild 4) wieder auf dem LOW-Pegel (GND). T1 (Bild
2), ob ein bipolarer NPN-Transistor oder ein N-Kanal-MOSFET, sperrt. Es
kann weder ein Kollektor- noch ein Drainstrom fliessen, weil kein
Basisstrom fliessen bzw. keine Gate-Source-Spannung anliegen kann. Die
Relaisspule ist stromlos und der Relaiskontakt ist offen. Und jetzt zum
IC:A. Ja, er bleibt dauerhaft mit +Ue in Verbindung und trotzdem fliesst
kein Strom. Wohin denn auch? Der Ausgang von IC:A1 liegt zwar auf
HIGH-Pegel (+Ue). Dieser Ausgang ist zwar mit bis zu fünf CMOS-Eingängen
verbunden, aber diese verursachen keine Ströme. Sie sind extrem
hochohmig, solange die Eingangsspannung nicht höher als +Ue oder
niedriger als GND ist.
Werfen wir einen Blick in das Datenblatt des MC14584B von Motorola
bezüglich Stromlosigkeit im inaktiven Zustand. Unter inaktiv versteht
man, dass die CMOS-Ausgänge statische (ruhende) HIGH- oder
LOW-Pegelzustände haben und keinen statischen Stromfluss verursachen.
Es gibt aber auch einen dynamischen Stromfluss bzw. Leistungsverbrauch,
den uns aber hier nicht weiter interessieren muss. Wenn ein CMOS-IC
seine Logikpegel ändert, fliesst über +Ue ein Strom. Es wird Leistung
verbraucht. Dazu gibt es zwei Gründe. Wenn die Schaltflanke zwischen den
Logikpegeln durchschaltet, fliessen sehr kurzzeitig Ströme durch die
MOSFETs der CMOS-Stufen, weil kurzzeitig beide Transistoren leitend sind.
Ein anderer Grund sind parasitäre Kapazitäten welche ebenfalls Strom
benötigen wegen der Reaktanz dieser Kapazitäten. Der durchschnittliche
Strom und die durchschnittliche Verlustleistung, die die Wärme des IC
verursacht, ergibt sich aus dem Tastverhältnis der kurzzeitigen
Stromimpulse zur Dauer der Periode eines rechteckförmigen Taktsignales.
Je höher die Frequenz des Taktsignales, um so höher der effektive Strom
und die effektive Verlustleistung des IC und zwar auch dann, wenn das IC
noch gar nichts Externes steuert. Wir haben es hier aber nur mit einem
statischen Zustand zu tun, also wenn der Timer inaktiv ist. Das
Datenblatt sagt dazu schlicht und einfach, dass der Ruhestrom bei einer
Betriebsspannung von 15 VDC typisch 1.5 nA und maximal 1 µA bei 25 °C
beträgt. Bei einer Temperatur von 125 °C sind es maximal 30 µA.
Wie sieht es aber bei den Transistoren aus? Wenn der MOSFET BS170
sperrt, dann beträgt der Drain-Leckstrom maximal 0.5 µA bei einer
Drain-Source-Spannung von 25 VDC. Im vorliegenden Beispiel bei 12 VDC
ist der Maximalwert eher niedriger. Ich habe das bei einigen
Exemplaren nachgeprüft. Die Messungen bei Raumtemeperatur zeigten
Werte die gut 20 mal niedriger sind. Im Falle eines bipolaren
Kleinsignaltransistors des Typs BC546, BC547, BC550, BC548 oder BC549,
beträgt der Kollektor-Basis-Leckstrom bei einer
Kollektor-Basis-Spannung von 30 VDC und einer Temperatur von 25 °C
maximal nur 15 nA. Das liest man im Datenblatt. Es gibt leider keine
Angaben wie hoch der maximale Ruhe-Kollektor-Strom ist, wenn die Basis
Emitterpotenzial hat. Ich habe dies beim BC550C und einigen andern
Kleintransistoren geprüft und stellte fest, dass der
Ruhe-Kollektorstrom etwa den selben Wert im unteren 10-nA-Bereich hat,
wobei es egal ist, ob die Kollektor-Emitter-Spannung bei etwa 10 VDC
oder in der Nähe der zulässigen Maximalspannung liegt. Es ist ganz
ähnlich, wenn man eine niedrige Basis-Emitter-Spannung von etwa 0.45 V
anlegt. Das ist eindeutig unterhalb der sogenannten
Basis-Emitter-Schwellenspannung, die je nach Basis- und Kollektorstrom
zwischen etwa 0.55 V und 0.75 V liegt. Bei 0.45 V fliesst bereits ein
ganz kleiner Kollektorstrom von etwa 1 µA bei Raumtemperatur. Wenn man
bedenkt, nur etwa 0.2 V, also knapp 50 % höher und der Transistor ist
voll am Arbeiten mit einem Kollektorstrom im mA- oder 10-mA-Bereich.
Fassen wir zusammen: Alles in allem liegt der Ruhestrom der gesamten
Schaltung maximal im unteren µA-Bereich. Vernachlässigbar wenig beim
Einsatz von Batterien oder Akkus im 100-mAh- oder Ah-Bereich. Bei einer
Batterie- oder Akkukapazität von 500 mAh und einem Ruhestrom von 5 µA
beträgt die Entladezeit 11.4 Jahre. Da ist die verlustbedingte
Selbstentladungszeit bei den meisten Batterien und erst recht bei allen
Akkus wesentlich kürzer.
Welchen Sinn hat R2 vor dem Eingang von IC:A1. Alle Eingänge der ICs der
CMOS-Familien MC14xxx und CD4xxx sind gegen Überspannungen zwecks
Vermeidung eines Latchupeffektes, der bekanntlich zum Kurzschluss der
Betriebsspannung führt und das IC zerstört, intern mit einem
Dioden-Widerstands-Netzwerk geschützt. Allerdings immer nur dann, wenn
die Energie des Überspannungsimpulses genügend niedrig ist. In der
Worstcase-Tabelle im Datenblatt wird angegeben, dass an keinem Ein- oder
Ausgang, ein Strom von mehr als 10 mA auftreten darf. Es heisst "dc
oder transient", und das bedeutet, auch nicht noch so kurzzeitig.
Hier vermeidet dies R1 mit einem Wert von 100 k-Ohm. Die Frage ist, wie
denn am Eingang des IC:A1 überhaupt eine Überspannung auftreten kann.
Ganz einfach, wenn CT durch den Tastendruck voll auf +Ue geladen wird
und danach als Folge des Einschalten des Relaiskontaktes +Ue und +Ua
wegen einer Stromlast um mehr als etwa um 0.6 V sinken. R2 und die
IC-interne Schutzdiode zwischen Gate und VDD sorgen
in diesem Fall dafür, dass am Eingang von IC:A1 die Spannung nicht
höher als etwa 0.6 V über +Ue liegen kann. Ein Spannungsabfall von z.B.
3 V über R2 (augenblicklich extrem starke Belastung an +Ua), erzeugt
durch R2 einen Strom von bloss 30 µA. Damit ist es völlig unmöglich den
gefürchteten Latchupeffekt auszulösen.
Ein empfehlenswertes kleines Experiment
Viele Leser könnten auf die Idee kommen, auch IC:A1 in die
parallelgeschaltete Gruppe zu schalten um einen zusätzlichen
Ausgangsstrom von 2 mA zu gewinnen. Diese Schaltung funktioniert dann
so: Durch Druck auf die Taste START wird CT auf +Ue geladen und die
Invertergruppe erzeugt ausgangsseitig ein LOW-Pegelsignal, so dass das
Relais einschaltet. Der andere Spulenanschluss des Relais muss hier auf
+Ue liegen. CT entladet sich über RT. Wenn CT entladen ist, bestimmt RT
den LOW-Pegel (GND) an den Eingängen. An den parallelgeschalteten
Ausgängen liegt HIGH-Pegel (+Ue), das Relais ist stromlos und der
Kontakt offen. Auch in diesem Zustand ist das IC und der Rest der
Schaltung stromlos. Funktioniert ebenso. Also warum denn IC:A1 in seiner
Funktion separieren?
Um das zu verstehen, lernen wir, was uns Teilbild 5.2 mitteilt. Dazu
empfehle ich dies in einem eigenen Versuch selbst zu erfahren. Man
benötigt dazu ein MC14069UB (CD4069UB), ein Potmeter P, eine
DC-Spannungsquelle von 12 VDC, ein Multimeter mit dem man den Strom
ID im mA-Bereich (Strom am Anschluss der positiven
Speisung des IC) misst und ein Multimeter mit dem man die Spannung Up am
Schleifer des Potmeters P misst. Der MC14069UB (CD4069UB) ist ebenfalls
ein Sechsfach-Inverter-IC, pinkompatibel zu MC14584B (CD4584B), jedoch
ohne Schmitt-Trigger-Eigenschaften. Dies macht diesen Versuch leichter.
Falls im persönlichen Lager oder in der Bastelkiste zur Hand, es eignet
sich auch jedes andere logische Gatter der selben CMOS-Familien. Wichtig
bei diesem kleinen Experiment ist, die Eingänge aller nicht benutzten
Inverters oder Gatters auf logisch LOW oder HIGH zu setzen. Wobei bei
einem (N)AND die nicht gebrauchten Eingänge des selben Gatters auf HIGH,
beim (N)OR auf LOW zu setzen sind, sonst funktioniert der Versuch nicht!
Wir setzen also die simple Versuchsschaltung von Teilbild 5.2 in Betrieb
und bringen den Schleifer des Potmeter P an den Anschlag, sodass die
Spannung Up GND-Pegel, also 0 VDC, anzeigt. Wir stellen fest, dass
ID 0 mA anzeigt. Bei höherer Messempfindlichkeit
würden wir Bruchteile eines Mikroamperes messen. Nun drehen wir P
langsam in Richtung +Ue und beobachten abwechselnd Up und
ID. Wenn Up noch weniger als 0.2*Ue hat, beginnt
ID zu steigen und erreicht bei 0.5*Ue das Maximum
von 3 bis 4 mA bei einer Betriebsspannung +Ue von 12 VDC. Erhöhen wir
die Spannung Up weiter, geht ID wieder zurück und
geht oberhalb von etwa 0.8*Ue wieder gegen 0 mA zurück. Illustriert wird
dies mit Teilbild 5.2b. Mit einem Inverter mit der Funktion eines
Schmitt-Trigger ist dieses Experiment schwierig, weil beim Verändern von
Up stets auch die Mitkopplung wirkt und dadurch ID
immer wieder herumspringt.
Wir kommen damit zurück zu Teilbild 5.1. Wenn man alle Eingänge der
sechs Inverter parallelgeschaltet direkt mit RT und CT verbindet,
verläuft ein Grossteil der ablaufenden Verzögerungsszeit durch den
quasi-linearen Bereich bei dem die P-Kanal- und N-Kanal-MOSFETs der
Inverter-Eingangsstufen leitend sind. Alle sechs Inverter ziehen am
Anschluss VDD einen Betriebsstrom von maximal 20
bis 30 mA und das ist 2 bis 3 mal mehr Strom als das Relais mit seinen
10 mA zieht. Bei einer Betriebsspannung von +Ub = 12 VDC kann dies eine
maximale IC-Verlustleistung von beinahe 0.5 W bewirken. Eine
Verlustleistung, die besonders bei niedrigen Batterie- oder
Akkuleistungen gerne verzichtet wird und dazu kommt, dass dies
eigentlich wenig Sinn machen würde, wenn man schon ein Relais mit sehr
niedrigem Eigenverbrauch einsetzen will.
Es gibt aber noch einen ganz andern wichtigeres Grund auf diese
unseriöse Methode zu verzichten! Die Triggerschwellen der Inverter sind
nicht absolut identisch. Es gibt Toleranzen und die führen dazu, dass
beim Abschalten der Relaisstrom schrittweise abnimmt und dadurch ein
Effekt begünstigt wird, den man möglichst nicht haben will! Begründung dazu
siehe weiter oben...