Lowpower-MOSFET-Minikurs und
Batterie-Betriebsspannung-Abschaltverzögerung

Einleitung

Dieser Elektronik-Minikurs über Lowpower-MOSFETs ist auf eine spezielle Anwendung, auf die Verzögerungsschaltung, oft auch Timer genannt, fokussiert. Trotzdem eignet sich dieser Inhalt, um die bereits erworbenen Grundlagen über diese Art von Feldeffekttransistoren zusätzlich zu vertiefen. Für den Leser, der noch nicht weiss was ein Feldeffekttransistor (FET) ist, empfehlen sich die drei folgenden Grundlagenkurse von Patrick Schnabel:

In diesen Grundlagenkursen erfährt man etwas über die zwei Arten von Feldeffekttransistoren, den Sperrschicht-FET (JFET) und den Metall-Oxyd-Silizium-FET (MOSFET). Beim JFET ist das Gate durch einen PN- oder NP-Übergang vom Drain-Source-Kanal gekoppelt. Beim MOSFET ist dies eine extrem dünne isolierende Siliziumoxydschicht (SiO2). Beim JFET gibt es nur den Verarmungstyp (selbstleitend). Ein Drainstrom fliesst, wenn das Gate Sourcepotenzial hat. Beim MOSFET gibt es ebenso den Verarmungstyp, aber allgemein bekannter ist der Anreicherungstyp (selbstsperrend), vor allem wenn der Leistungs-MOSFET zum Einsatz kommt. Dieser MOSFET sperrt den Drainstrom wenn das Gate Sourcepotenzial hat. Nur wenn eine gewisse minimale Spannung zwischen Gate und Source anliegt, kann ein Drainstrom fliessen. Es gibt spezielle MOSFETs für den Einsatz in Logikschaltkreisen, die mit 5 VDC gespeist werden. Für diese Power-MOSFETs genügt eine Gate-Source-Spannung von weniger als 5 V damit der Drain-Source-Kanal vollständig leitet. Es gibt moderne Power-MOSFETs, die im eingeschalteten Zustand derart niederohmige Drain-Source-Widerstände haben, so dass man sie mit Relaiskontakten im Milliohm-Bereich vergleichen kann. Im vorliegenden Elektronik-Minikurs haben wir es nicht mit solch mächtigen "Burschen" zu tun. Es geht um kleine Leistungs-MOSFETs, welche nach dem selben Prinzip arbeiten, der Drain-Source-Widerstand jedoch im Ohm- und nicht im Milli-Ohmbereich liegt.

Unterschied FET (Feld-Effekt-Transistor) vs BJT (Bipolar-Junction-Transistor): Wir haben es hier mit einem N-Kanal-MOSFET zu tun. Dieser muss eine positive Gatespannung gegenüber der Source haben, damit ein Drainstrom fliessen kann. Es ist ähnlich wie beim bipolaren NPN-Transistor, dessen Basis eine positive Spannung gegenüber dem Emitter haben muss, damit ein Kollektorstrom fliessen kann. Es gibt jedoch einen fundamentalen Unterschied! Der N-Kanal-MOSFET wird mit der positiven Spannung gesteuert, ohne dass dabei ein Gatestrom fliesst. Die Gate-Source-Spannung ist die Steuergrösse und beträgt je nach MOSFET-Typ bis +10 V. Der Gate-Source-Widerstand bleibt dabei ständig extremst hochohmig. Der Drainstrom kommt alleine durch eine elektrische Feldwirkung zwischen dem Gate und dem Drain-Source-Kanal zustande. Der bipolare NPN-Transistor kommt bereits in den leitenden Zustand (Kollektorstrom), wenn die Basis-Emitter-Spannung etwa 0.7 V beträgt. Wesentlich weiter erhöhen darf man diese Spannung nicht! Man kann sie auch gar nicht, weil der Basis-Emitter-Übergang sich wie eine Diode verhält. Erzwingt man eine höhere Basis-Emitter-Spannung, steigt der Basisstrom und stromverstärkt den Kollektorstrom überproportional. Auf diese Weise verabschiedet sich der bipolare Transistor recht schnell in die ewigen Jagdgründe der Elektronen. Im Unterschied zum spannungssteuerbaren MOSFET - und auch JFET - wird der bipolare Transistor stromgesteuert von der Basis (Basisstrom). Die Basis-Emitter-Spannung spielt eine Nebenrolle. Auf diesen Unterschied zwischen MOSFET und bipolarem Transistor werden wir am praktischen und anschaulichen Beispiel einer sehr einfachen Timer-Schaltung noch genauer eingehen.

Datenblätter: Speziell wichtig ist das Datenblatt des MOSFET BS170, wegen den ausführlichen Diagrammen und andern Informationen. Die weiteren Datenblätter enthalten Informationen für die zusätzlich verwendeten oder erwähnten Halbleiter:
BS170 | BC550 | BC560 | BC517 | BD140 | LM7805 | TL750L05



Kondensatorentladungsmethode mit bipolarer Transistorschaltung
Dieses Kapitel ist für den P&S-Studenten fakultativ.

Bevor wir uns mit einer einsatzbereiten Verzögerungsschaltung befassen, geht es erst einmal um die Kondensatorentladung an einer Eingangsstufe mit bipolaren Transistoren und an einer Eingangsstufe mit MOSFETs und lernen auf diese Weise wichtige Unterschiede und den Vorteil des MOSFET kennen.

Wir haben es in Bild 1 mit der typischen NPN-Darlingtonschaltung zu tun. Solche gibt es integriert in einem Gehäuse, wie z.B. BC517 oder TIP120. Man kann ein Darlington jedoch auch aus zwei Einzeltransistoren diskret aufbauen. Weil von besonders guter Qualität betreffs Stromverstärkung, bei niedriger Kollektor-Emitter-Spannung, verwenden wir den integrierten Darlington BC517 in Bild 1, den es schon sehr lange gibt. Die Stromverstärkung beträgt einen Faktor von minimal 30'000 bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von nur 2 V. Für den Sättigungszustand muss man diese hohe Verstärkung reduzieren. Mehr dazu gleich weiter unten im Text zu Teilbild 1.2.

Kennt jemand das Darlington-Prinzip noch nicht, empfehle ich vor dem Weiterlesen, sich erst mit den Grundlagen von Patrick Schnabel schlau machen:

Es gibt von mir ein Elektronik-Minikurs über die Darlington-Spezialform, den so genannten Komplementärdarlington, der stets aus einem NPN- und PNP-Transistor besteht und einen entscheidenden Vorteil hat. Diesen Elektronik-Minikurs muss man an dieser Stelle nicht unbedingt lesen, ausser man interessiert sich dafür:

Doch nun zurück zu Bild 1. Wir betrachten und vergleichen die beiden Teilbilder 1.1 und 1.2. Beide Schaltungen dienen dazu den Kollektorstrom Ic nach Loslassen der Taste TA verzögert abzuschalten. Worin unterscheiden sich diese beiden Schaltungen?

Wird in Teilbild 1.1 Taste TA gedrückt, ladet sich der Timingkondensator CT auf die doppelte Basis-Emitter-Spannung auf. Mehr Spannung ist nicht möglich, weil der Basisstrom Ib2 eine weitere Ladung von CT verunmöglicht. Diese doppelte Basis-Emitter-Spannung addiert sich aus UBE(T1) und UBE(T2). Der Vorwiderstand Rv ist zwecks Strombegrenzung notwendig. Ohne Rv würde beim Drücken von TA die Betriebsspannung +Ub über einen sehr hohen Basisstrom Ib nach GND kurzgeschlossen und die beiden Transistoren würden sogleich zerstört.

Drückt man TA in Teilbild 1.1, fliesst ein durch Rv begrenzter Basisstrom Ib2. Die Darlingtonstufe, bestehend aus T1 und T2, verstärkt diesen Strom. Rc begrenzt den Kollektorstrom Ic. Wenn dieser so begrenzte Strom wesentlich kleiner ist, als der Kollektorstrom, der sich aus Ib2 multipliziert mit der Stromverstärkung ßT1,T2 ergibt, dann ist die Darlingtonstufe gesättigt und UOUT - die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 - hat einen Wert von etwa 0.7 V. Diese Spannung ist geringfügig vom Kollektorstom abhängig. Wir befassen uns zunächst mit der Sättigung des Darlington nachfolgend in Bild 2. Wie die Schaltungen in den Teilbildern 1.1 und 1.2 arbeiten, folgt danach.

Wie kommt es beim Darlington zu einer Sättigungsspannung, die etwa dem Wert eines P/N-Übergangs eines Siliziumtransistors, bzw. der Durchlassspannung einer Siliziumdiode entspricht? Die Antwort dazu zeigt Teilbild 2.1. Betrachten wir zuerst T2. Der T2-Basistrom Ib2 ist grösser als er nötig ist um den notwendigen T2-Kollektorstrom Ic2, auf Grund seiner Stromverstärkung, zu erzeugen. Diese Stromverstärkung liegt beim BC550C weit über 100 auch bei niedriger Kollektor-Emitter-Spannung, wenn der T2-Kollektorstrom niedrig ist. Dies führt dazu, dass T2 durchgeschaltet, eben gesättigt ist. Die Kollektor-Emitter-Spannung des T2 beträgt so oft nur wenige 10 mV. Betrachten wir jetzt T1. T2 schliesst, wegen dessen sehr niedrigen Kollektor-Emitter-Spannung, den T1-Kollektor mit der T1-Basis praktisch kurz. Siehe Teilbild 2.2. Eine kurzgeschlossene Kollektor-Basis-Strecke macht den Transistor T1 zu einer Diode, wobei der grosse Strom Ic1 vom Kollektor zum Emitter und der kleine Strom Ib1 von der Basis zum Emitter fliesst. Es kann aber nur dann ein Basisstrom fliessen, wenn die Spannung zwischen Basis und Emitter der physikalisch bedingten Basis-Emitter-Spannung von etwa 0.7 V entspricht. Damit wird der Transistor zur Diode, wie dies Teilbild 2.3 zeigt, allerdings mit dem erheblichen Nachteil, dass seine Sperrspannung, wegen der stets niedrigen Emitter-Basis-Sperrspannung, auf wenige Volt begrenzt ist. Solche Transistor-Dioden eignen sich nicht als Ersatz für "normale" Siliziumdioden, wie z.B. in Gleichrichterschaltungen. Sie werden z.B. als Spannungsreferenzen Stromspiegelschaltungen (siehe IC:A [CA3096]) eingesetzt.

Zurück zu Teilbild 1.1 (Bild 1). Es interessiert uns was geschieht, wenn Taste TA losgelassen wird? CT entladet sich durch Ib2. Ganz am Anfang noch vor dem Öffnen der Taste TA fliesst Ib2 mit dem Wert der durch Rv begrenzt wird. UCT entspricht exakt dem Wert von UBE(T1) plus UBE(T2), weil CT mit T2 und T1 fix verschaltet ist. Das bleibt auch so mit dem Öffnen von TA. Allerdings sinkt UCT wegen dem Basisstrom Ib2. Dieser Strom sinkt und der Sättigungszustand von T1 und T2 reduziert sich im Laufe des Entladungsprozesses erst sehr wenig. Mit der Zeit wird es mehr und die Spannung UOUT nimmt deutlich zu. Dieser Vorgang der Entsättigung hat zur Folge, dass die Summen-Stromvertärkung von T1 und T2 enorm ansteigt und sich Ib2 entsprechend reduziert. Die CT-Entladung verlangsamt sich als wie mehr. T1 und T2 gelangen erst dann in den nichtleitenden Zustand, wenn sich CT durch eigene oder/und umgebende parasitäre, teils sehr hochohmige Verlustwiderstände so weit entlädt, dass UCT den Wert von UBE(T1) plus UBE(T2) unterschreitet. Man sieht also sehr leicht, dass diese Schaltung sich keinesfalls auch nur für den schlechtesten Timer eignet. Aber es ist die Grundschaltung von der wir ausgehen und wenn man dies verstanden hat, ist der Rest auch ganz schnell klar.

Was ist anders in Teilbild 1.2? Die Schaltung ist mit einem einfachen Trick mittels Spannung steuerbar, obwohl bipolare Transistoren im Einsatz sind. Der vorgeschaltete Widerstand Rb2 an der Basis von T2 erledigt dies und verleiht der Darlingtonschaltung einen relativ hohen Eingangswiderstand. Voraussetzung dafür ist, dass die Spannungsquelle, die an Rb angeschlossen wird, deutlich niederohmiger ist als Rb. Genau dies trifft auf die RT*CT-Schaltung zu. Rb ist zehn mal grösser als RT. Die RT*CT-Zeitkonstante beträgt recht genau 1 s.

Rb2 muss so dimensioniert werden, dass bei einer Spannung von etwa 1 V über der doppelten Basis-Emitter-Spannung die Darlingtonstufe noch sicher gesättigt ist, also UOUT etwa 0.7 V beträgt. Wählen wir für Ib2 2 µA bei einer Spannung von 1 V über Rb2. Damit wird Rb2 = 470 k-Ohm. Wenn Ib2 fliesst, dann hat der Eingangswiderstand der Darlingtonschaltung einen Wert von eben diesen 470 k-Ohm, weil der dynamische Basis-Emitter-Widerstand vernachlässigbar klein ist. Die geforderte Stromverstärkung des Darlington BC517 beträgt dann Ic/Ib2 = 9mA/2µA = 4'500. Wie bereits weiter oben angedeutet, beträgt die Stromverstärkung minimal 30'000 für den BC517 bei UOUT = 2 V. Bei der Sättigung mit 0.7 V dürfte 1/5 dieser Stromverstärkung längst reichen. Mit weniger als 5000 ist man auf der absolut sicheren Seite.

Wir drücken TA. CT ladet sich durch Rv rasch auf den Wert von +Ub. Rv wird hier nicht zur Basisstrombegrenzung gebraucht. Dies erledigt Rb2. Rv empfiehlt sich um den Einschalt-Ladestromimpuls von CT zu begrenzen. Jetzt lassen wir TA los. CT entladet sich hauptsächlich durch den zu CT parallelgeschalteten RT und etwa 1/10 davon durch Rb2 wodurch Ib2 fliesst und die Darlingtonstufe im gesättigten Zustand hält. UOUT hat etwa 0.7 V. Sobald UCT durch das Entladen von CT die doppelte Basis-Emitter-Spannung unterschreitet, bricht der Basisstrom Ib2 und damit auch der Kollektorstrom Ic, im Vergleich zum Vorgang in Teilbild 1.1, sehr schnell ab und die Spannung an UOUT steigt ebenso schnell bis zum Wert von +Ub an. UOUT beginnt zu steigen, wenn sich die Spannung über Rb2 soweit reduziert, dass der Sättigungszustand sich abbaut. Dies geschieht in einem Spannungsfenster das kleiner ist als 1 V bei dieser vorliegenden Dimensionierung. UCT liegt dabei irgendwo zwischen 2.4 und 1.4 V. Die Entlade-Zeitkonstante von CT*RT ergibt bei +Ub = 9V an CT eine Spannung von etwa 3.2 V. Da am Ausgang UOUT der Flankenanstieg nach Zeitablauf bei einer CT-Spannung zwischen 2.4 und 1.4 V erfolgt, ist die Timingdauer etwas grösser als die CT*RT-Zeitkonstante. Das dürfte keine Rolle spielen, da so eine einfache Schaltung nicht für eine Präzisionsanwendung gedacht ist.



Kondensatorentladungsmethode mit MOSFET-Schaltung

Wir vergleichen die beiden Teilbilder 3.1 und 3.2. Beide Schaltungen dienen dazu den Drainstrom ID nach Loslassen der Taste TA verzögert abzuschalten. Worin unterscheiden sich diese beiden Schaltungen?

Wenn in Teilbild 3.1 TA gedrückt wird, ladet sich CT sofort auf den Wert von +Ub auf. Rv dient hier einzig für die Begrenzung des Ladestromstosses von CT. MOSFET BS170 (T) ist ein selbstsperrender Kleinleistungs-N-Kanal-MOSFET. Wir lassen nun TA los. Was geschieht mit UCT? Diese Spannung reduziert sich wegen der Entladung von CT extrem langsam über den nicht unendlich, aber trotzdem extrem hohen Innenwiderstand von CT, sofern man einen hochwertigen Wickelkondensator und nicht etwa einen Elko verwendet. Ebenso hochohmig oder sogar noch hochohmiger ist die Gate-Source-Isolationsschicht des MOSFET T durch die sich UCT ebenfalls minimalst entladet. Mit andern Worten, ein sehr hochwertiger Wickelkondensator kann noch während vieler Stunden bis Tage die Spannung oberhalb der Abschnürspannung des MOSFET T halten und UOUT bleibt praktisch auf GND-Potential, während der Drainstrom ID fliesst. T bleibt alleine durch die Gate-Source-Spannung, ohne den Verbrauch einer elektrischen Leistung, eingeschaltet, - ganz anders als beim bipolaren Transistor. Mit Leistung ist nicht der Drain-Source-Stromkreis mit RD gemeint.

Teilbild 3.2 unterscheidet sich von Teilbild 3.1 bloss im zusätzlichen Timingwiderstand RT, durch den sich CT entladet, wenn TA losgelassen wird. Nur so ist diese Schaltung als sehr einfache Ausschaltverzögerung überhaupt brauchbar. Dieser hochohmige Widerstand von 10 M-Ohm ist noch immer um Grössenordnungen niederohmiger als der Innenwiderstand von CT und dem der Gate-Source-Isolationsschicht. Die Zeitkonstante von CT*RT beträgt hier ebenfalls eine Sekunde. Die Entladedauer bis zu dem Moment wenn der MOSFET zu sperren beginnt, beträgt bei einer Betriebsspannung von +9 VDC etwas mehr als die RT*CT-Zeitkonstante von einer Sekunde, weil die Abschnürspannung bei etwa 2 V niedriger ist, als die Entladespannung bei der ersten abgelaufenen Zeitkonstante von etwa 3.3 V. Das zeigt natürlich auch, dass die Verzögerungszeit abhängig ist von der Betriebsspannung. Verwendet man eine 9V-Blockbatterie, sinkt die Verzögerungszeit kontinuierlich durch die Batterieentladung, während die Abschnürspannung des MOSFET stets die selbe ist. Der Entladezustand der Batterie ist bei etwa 6.3 VDC (70 %) definiert.

In Bild 4 befassen wir uns mit der Transfer-Charakteristik des MOSFET B170 (Teilbild 4.1) in Verbindung mit der Schaltung Teilbild 3.2, die hier als Teilbild 4.2 wiederholt ist. Nachdem die Taste TA gedrückt wurde, entspricht die Gate-Source-Spannung zunächst dem Wert von +Ub, im vorliegenden Beispiel also +9 VDC. Bei dieser Gate-Source-Spannung könnte der MOSFET einen Drainstrom von fast 2 A liefern. Erlaubt sind aber gemäss BS170-Datenblatt (Diagramm: Maximum Safe Operating Area) bloss etwas mehr als maximal 1 A bei einer maximalen Impulsdauer von 0.1 bis 10 ms, je nach Drain-Source-Spannung zwischen etwa 40 V und 8 V. Es geht dabei um Einzelimpulse. Der Tastgrad muss also sehr gross sein. Eine Kurve mit dem Parameter von weniger als 0.1 ms ist im Datenblatt leider nicht angegeben. Der Dauerstrom darf maximal 500 mA betragen. In der Experimentierschaltung in Teilbild 4.2 wird der Drainstrom ID durch RD auf nur 9 mA begrenzt. Der MOSFET T ist mit einem Innenwiderstand, bezeichnet als RDS(ON), von typisch 1.2 Ohm voll durchgeschaltet. Dies erzeugt bei einem Drainstrom von bloss 9 mA eine Spannung von 10 mV an UOUT. UOUT hat also praktisch GND-Potential.

Wir lassen TA los und die Spannung UCT, und damit auch UGS, sinkt. Damit steigt RDS. Gemäss Datenblatt des BS170 steigt RDS bloss auf etwa typisch 2 Ohm, wenn sich UCT von 9 VDC auf 4 VDC entladet. Damit steigt die Spannung an UOUT von etwa 10 mV auf etwa 18 mV. Dies bedeutet, dass die Spannung über RD praktisch noch immer gleich gross ist im Verhältnis zu +Ub. Wir werden noch sehen, dass es für die bevorstehende Anwendung in Bild 5 völlig belanglos ist, wenn UDS noch einiges mehr ansteigt. Fällt UCT weiter, kommt sie in den so genannten Abschnürbereich des MOSFET und dies bei weniger als 2.5 V. Die Abschnürung kommt dadurch zustande, dass die Ladungsträgerkonzentration im Drain-Source-Kanal, als Folge weiterer Reduktion der Gate-Source-Spannung, stetig abnimmt. Dieses Verhalten hat zur Folge, dass UOUT während einer langen Entladungsdauer von CT praktisch GND-Potential hat und dann erst wenn UCT eine Spannung von weniger als 2.5 VDC erreicht und dann unterschreitet, UOUT relativ schnell, in Relation zur gesamten Entladungsdauer, ansteigt. Genau diesen Effekt nutzen wir für eine simple Langzeit-Auschaltverzögerung, wie wir im folgenden Abschnitt in Bild 5 sehen.



Eine einfache Batteriespannung-Ausschaltverzögerung (Timerfunktion)

Eine solche Schaltung dient dem Zweck eine nachfolgende kleine Schaltung mit niedrigem Strom- und Leistungsverbrauch zu betreiben. Dafür eignet sich z.B. eine Test- oder Messschaltung, die kurz zum Einsatz kommt. Da man sie aber vielleicht noch weitere Male danach einsetzen möchte, schaltet man die Batteriespannung nicht aus. Dies kann leicht dazu führen, dass man die Abschaltung ganz vergisst und die Batterie entlädt sich vollständig. Dies ist umweltbelastend und kostet auch nutzlos Geld. "POWER-OFF-DELAY ~6 Minuten" vermeidet dies. Man ist dabei frei andere Verzögerungszeiten zur Abschaltung zu dimensionieren. Bei jedem Tastendruck auf START wird die Verzögerungszeit neu gestartet. Genau das sollte man tun, wenn man eine neue Messung vornimmt, weil man in der Zwischenzeit vergisst, wie sehr die Verzögerungszeit zur Ausschaltung schon abgelaufen ist.

Die Schaltung in Teilbild 5.1: Innerhalb der fein punktierten Linien erkennen wir wieder die Schaltung von Teilbild 3.2 bzw. 4.2. Teilbild 5.1 ergänzt diese Schaltung mit dem PNP-Transistor T2, der dazu dient die Batteriespannung Ue mit der Ausgangsspannung Ua zu verbinden. RD ist jetzt nicht mehr mit +Ub (hier +Ue), sondern mit der Basis von T2 (BC560C) verbunden. Die Spannung über RD erzeugt zur Hauptsache einen T2-Basisstrom und dieser, verstärkt, den T2-Kollektorstrom. Mit diesem Strom wird eine an +Ua angeschlossene Schaltung gespiesen, während sich CT über RT entlädt. Dabei bleibt der Drainstrom während beinahe der ganzen Entladungsdauer auf einem konstanten Wert von etwa 2 mA (Ue = +9V), weil sich, bei diesem sehr niedrigen Drainstrom ID, der Wert von RDSon im Verhältnis zu RD so gut wie nicht ändert. Erst ganz knapp bei der niedrigen Gate-Source-Spannung (Abschnür-Bereich) so etwa bei 2 V, steigt RDSon dramatisch an, was zu einem plötzlichen Spannungsabbruch von Ua führt, weil der Drain- und somit der T2-Basisstrom ebenso dramatisch abnimmt.

Dieser Basisstrom muss so hoch sein, bzw. RD so niedrig dimensioniert werden, dass T2 bis zur Abschnürspannung des MOSFET T1 gesättigt bleibt und dies bis zur Batterie-Entladespannung von 6.3 VDC (70 %). Gemeint ist, dass die Kollektor-Emitter-Spannung des T2 bestenfalls nur etwa um 100 oder 200 mV ansteigt oder anders ausgedrückt, +Ua nur etwa um den selben Betrag sinkt. Da T1, wie eben beschrieben, hervorragend eine rasche Abschaltung von +Ua nach einer langen Ausschaltverzögerung bewirkt, muss an der Schaltung mit T2 diesbezüglich keine weitere Massnahme getroffen werden. Dies könnte man jedoch, in den man einen Strom über Rb und RD wählt, der wesentlich grösser ist, als der T2-Basisstrom. Dies bringt hier jedoch keinen Vorteil, allerdings den Nachteil, dass die Batterie durch zusätzlich unnötigen Strom belastet wird. Rb erfüllt hier nur den Zweck, dass die Basis nicht offenliegt, wenn T1 sperrt, d.h. CT entladen ist. Im eingeschalteten Zustand stabilisiert sich der Strom durch Rb auf einen Wert von etwa 0.1 mA. Begrenzend wirkt dabei die konstante Basis-Emitter-Spannung von etwa 0.7 VDC.

Das UCT/ID-Diagramm in Teilbild 5.2: Der verwendete MOSFET BS170 eignet sich für wesentlich grössere Drainströme als hier zum Einsatz kommt. Dies erkennt man aus der Transfer-Charakteristik im Teilbild 4.1. Das Original-Diagramm im Datenblatt in Figure 5 sieht etwas anders aus. Es gibt drei Kurven für drei Werte der Chiptemperatur und dies bei einer Drain-Sourcespannung von 10 V. Uns interessiert hier 25 ºC, weil die Verlustleistung vernachlässigbar niedrig ist, und der unterste Drainstrom-Bereich. Während das Original-Diagramm Drainstromwerte von 0 bis 2 A illustriert, liegt der Drainstrom in unserer Schaltung mit etwa 2 mA in einem Bereich, wo eine sehr niedrige Gain-Source-Spannung ausreicht, die sehr nahe bei der Abschnürspannung liegt. Betrachten wir jetzt Figure 2 des Datenblattes "On-Resistance Variation with Gate Voltage and Drain Current", so erkennen wir, dass bei UGS von 4 V der normalisierte Drain-Source-Widerstand einen Wert von 1.7 aufweist, wenn kein Drainstrom fliesst, oder so wenig (2 mA), dass er nicht nennenswert ist. Dies entspricht einem typischen Wert von 2 Ohm und einem maximalen Wert von 10 Ohm (Datenblatt). Dieser Wert ist so klein in Relation zu RD von 3.9 k-Ohm, so dass T2 (BC560C) noch längst im gesättigten Zustand durchgeschaltet und +Ua dem Wert von +Ue minus etwa 0.1 V entspricht. Deshalb beträgt der Drainstrom im Bereich zwischen UCT = +Ue bis weit unterhalb diesen 4 V 2 mA. Unterhalb von diesen 4 V gibt es keine Diagrammwerte. Es ist aber in der ON CHARACTERISTICS im Datenbatt ein unterer Grenzwert zwischen 0.8 und 2.1 V, bei einem Drainstrom von 1 mA, angegeben. In diesem Bereich der Gate-Source-Spannung bricht der konstante Drainstrom schnell ab. Deshalb nach der langen Verzögerungszeit die schnelle Abschaltung von +Ua.

Wir kommen jetzt zurück zu Bild 5 und überlegen was es mit den Teilbildern 5.2 und 5.3, mit den so eben betrachteten Datenblatt-Diagrammen Figure 5 und Figure 2, auf sich hat. Mit dem Tastendruck START beginnt der Strom ID mit 2 mA. CT ladet sich auf mit einer Zeitkonstante Rv*CT von etwa 50 ms. Damit reduziert man zu hohe Stromspitzen in COUT und evtl. weitere Block-Elkos in der nach folgenden Schaltung. Diese Massnahme schützt T2. Nach dem Loslassen der Taste beginnt die langsame Entladung von CT über RT während etwa 6 Minuten (volle Batteriespannung von 9 VDC) bis zur Ausschaltung von +Ua. Mit der die Batterie-Entladung bis 6.3 VDC reduziert sich auch die Ausschaltverzögerungszeit. Ist diese Verzögerungszeit zu niedrig, erhöht man RT oder/und CT auf eine passend längere Verzögerungszeit. Praktisch bis zum Ende der Entladezeit, bleibt ID konstant. So auch der Grad der Sättigung von T2. Erst ganz am Schluss der Verzögerungszeit öffnet T1 sehr schnell. Die Ausschaltungsphase von T2 bzw. +Ua dauert nur etwa 5 Sekunden.

Teilbild 5.3 illustriert dies mit einer Spannungstabelle bei voller Batteriespannung von 9 VDC. Während sich CT von 9 VDC bis 2.09 VDC entlädt, steigt die Spannung UDS von 6mV auf 100 mV. Dies verändert den Drainstrom von 2 mA (sichere Sättigung von T2 bei einem Ausgangsstrom von maximal 50 mA) nicht nennenswert. Erst unterhalb von 2.04 VDC an CT steigt UDS schnell an. Bei 7 VDC und mehr ist +Ua ausgeschaltet. Dies ist das Messbeispiel mit einem MOSFET-Exemplar (BS170). Gemäss Datenblatt muss man statistisch noch die Streu-Toleranzen mit einbeziehen. Der Effekt um den es hier geht, bleibt aber der selbe.


Zusammenfassung - Dimensionierung

Wie bereits zu Beginn dieses Kapitels erwähnt, die Timerschaltung in Bild 5 eignet sich zur Zeitsteuerung von kleinen batteriebetriebenen Schaltungen mit einem Stromkonsum bis maximal 50 mA. Der maximal zulässige Kollektorstrom des T2 beträgt 100 mA. Genauere Informationen, auch betreffs Verlustleistung, siehe Datenblatt! Die ungesättigte Stromverstärkung beträgt bei der Verwendung von BC560C zwischen 420 und 800. Im gesättigten Betrieb, dann also wenn T2 als Schalter arbeitet und die Kollektor-Emitter-Spannung nur etwa 100 mV beträgt, kann man mit einer Stromverstärkung von gut 40 rechnen. Bei starken Leistungstransistoren reduziert sich diese bis auf 10. Nun müssen wir berücksichtigen, dass eine Batterie keine konstante Spannungsquelle ist. Eine Primärzelle, wie eine Alkali-Mangan-Batterie, entladet sich unter Belastung kontinuierlich. Hat sich eine 9V-Blockbatterie auf etwa 6.3 VDC entladen (70 %), gilt sie als definitiv leer und sollte bald ausgewechselt werden. Mit dieser Spannung sollte die Ausschaltverzögerung gerade noch einwandfrei funktionieren. Die Ausschaltverzögerungszeit reduziert sich durch die Batterieentladung, wie bereits angedeutet. Dies kann als Indikator dienen, die Batterie auszuwechseln, wobei dazu gibt es im folgenden Elektronik-Minikurs eine elegantere Lösung:

Arbeitet T1 oberhalb der Gate-Source-Abschnürspannung, also im eingeschalteten Zustand, beträgt die Spannung über RD bei der entladenen Batteriespannung von 6.3 VDC etwa 5.6 VDC. Für einen maximalen T2-Kollektorstrom von 50 mA, wobei T2 gerade noch gesättigt sein muss, wählen wir einen T2-Basisstrom von maximal 1.25 mA. Für RD ergibt dies einen Wert von 4.5 k-Ohm. Wir wählen den nächst kleineren Wert von 3k9 und verbessern so den Basisstrom auf 1.4 mA. Wie bereits weiter oben angedeutet, dient Rb nur dazu, dass die Basis im abgeschalteten Zustand von T1 nicht offen daliegt. Bei einem Rb-Wert von 7 k-Ohm (6k8) ist der Rb-Strom auf 0.1 mA begrenzt.

Ausgang +Ua: Es ist klar, dass die zu speisende Schaltung für den mittleren Frequenzbereich mit einem Elko niederimpedant abgeblockt werden sollte. Dazu dient COUT. 10 µF genügen in der Regel für viele Anwendungen mit dem vorliegenden niedrigen Stromverbrauchsbereich. Man kann auf diesen Elko verzichten, wenn man eine Schaltung speist, die sich nicht auf dem selben Print befindet, wenn dort solche Massnahmen bereits getroffen sind. Man sollte keine Tantalelkos für diesen Zweck verwenden! Die Begründung dazu liest man im Elektronik-Minikurs Integrierte fixe und einstellbare 3-pin-Spannungsregler im Abschnitt "Warum kein Tantalelko verwenden?". Zur Unterdrückung von hochfrequenten Transienten muss ohnehin in der Nähe der kritischen Schaltung zusätzlich mit kleinen Multilayer-Keramik-Kondensatoren (abk: Kerko) abgeblockt werden. Entscheidend bei diesen Kondensatoren ist, dass sie eine äusserst geringe parasitäre Eigeninduktivität haben.



Die verzögerte Abschaltung mit höherem Laststrom
Dieses Kapitel ist für den P&S-Studenten fakultativ.

Man kann an Stelle des BC560C selbstverständlich auch einen PNP-Transistor mit höherem maximalen Kollektorstrom schalten. Empfehlenswert für einen Strom bis maximal 1 A wäre der BD140 im TO126-Gehäuse. Man bedenke jedoch, dass zur Sättigung dieses Transistors höchsten eine Stromverstärkung von 10 bis 15 gilt. Damit wird der Basisstrom und somit der Drainstrom durch den MOSFET T1 mit etwa 100 mA doch schon recht gross. Die angegebenen Werte für RD und Rb in Bild 5 gelten nicht mehr, sie müssen niedriger sein. Die Verlustleistung für RD bei einer Spannung von etwa 11.3 VDC (bei +Ue = 12 VDC) und einem Drainstrom von etwa 0.1 A beträgt immerhin schon mehr als 1 Watt. Daher empfiehlt es sich bei Strömen an +Ua oberhalb einigen 100 mA ein moderner Highsite-MOSFET-Schalter einzusetzen. Dies ist ein hochbelastbarer Power-MOSFET-Transistor. Ein kleiner Abschnitt zu diesem Thema liest man in Vom Overload-Sensor zur elektronischen Sicherung. Praxis: Teil II im letzten Kapitel "Highsite-Switcher in der Zukunft".



Zusätzlicher Spannungsregler für +5 VDC
Dieses Kapitel ist für den P&S-Studenten fakultativ.

Es gibt kaum eine elektronische Schaltung die keine konstante Betriebsspannung benötigt. Sehr häufig für digitale (HCMOS, Prozessoren) und analoge Schaltungen (z.B. LinCMOS-Opamps) eignet sich eine Betriebsspannung von +5 VDC. Zum vorliegenden Thema passend, käme eine kleine Schaltung mit niedrigem Strom/Leistungs-Bedarf zur Anwendung. Der altbekannte 5V-Spannungsregler LM7805 eignet sich nicht, weil seine minimale Dropoutspannung bei 2 VDC liegt. Die 9V-Batterie ist entladen bei 6.3 VDC. Der LM7805 arbeitet aber schon bei 7 VDC nicht mehr korrekt. Man muss dabei auch noch berücksichtigen, dass die Toleranz der Ausgangsspannung des LM7805 ±5 % beträgt. Es eignet sich die Lowpower-Version TL750L05 von TI. Gemäss Datenblatt beträgt die minimale Dropoutspannung bei einem Laststrom von 10 mA 0.2 VDC und bei 150 mA 0.6 VDC. Ein Diagramm gibt es dazu nicht. Es ist jedenfalls sicher gestellt, dass für eine Anwendung mit maximal 50 mA, die minimale Dropoutspannung längst niedrig genug ist. Der minimale Laststrom beträgt, wie beim LM7805, 5 mA, damit die Spannungsregelung zuverlässig arbeitet.

Dropoutspannung, Verwirrung durch das Datenblatt: Hier liest man von minimaler und im Datenblatt von maximaler Dropoutspannung. Wie kommt das? Hier gilt der Gedanke, dass man die Spannung über dem Spannungsregler (Dropoutspannung) bis zu einem Wert reduzieren kann, bei dem die Spannungsregelung nicht mehr arbeitet. Das gilt als die absolut minimale Spannung die über dem Spannungsregler zulässig ist. Der Spannungsregler selbst hat aber in Bezug auf diese minimal zuässige Spannung zwischen Ein- und Ausgang eine Toleranz. Im Datenblatt ist aber oft nur die positive Grenze angeben, weil nur diese dem Schaltungstechniker nützt, weil aus der Worstcase-Überlegung diese "maximale Dropoutspannung" nicht unterschritten werden darf.

Die zusätzlichen Komponenten zur Schaltung in Bild 5 enthalten zusätzlich ein x. Das Kondensatornetzwerk um den TL750L05 mit Cx1 bis Cx4 dient der mittel- und hochfrequenten Stabilisierung. Dazu ist ein- und ausgangsseitig ein Elko mit 10 µF mit einem Kerko mit 100 nF parallel geschaltet. Keine Tantal-Elkos! Falls die Summe der zusätzlichen Blockkapazitäten in der "Schaltung X" inklusive Cx4 höher ist als Cx1, kann beim Abschalten des Timer kurzzeitig ein Rückstrom fliessen. Diode Dx1 sorgt dafür, dass deswegen der Spannungsregler nicht gefährdet ist. LEDk dient als Betriebsanzeige und sie sorgt auch dafür, dass +Ua nach dem Ausschalten sicher auf den GND-Pegel zurück geht. Deshalb Rx2. Der Emitter von T2, dessen Basis und der Drain von T1 stehen ständig im Einflussbereich von +Ue, auch im Aus-Zustand. Dies stellt nebenbei sicher, dass ein Stromrückfluss während der Ausschaltphase nicht möglich ist. Diode Dx2 verhindert bei Falschpolung der Batterie die Zerstörung der Schaltung. Der Kurzschlussstrom durch Dx2 fliesst bei Verpolung nur kurzzeitig, weil die Batterie falsch gepolt gar nicht angeschlossen und fixiert werden kann (Druckknopf-Adapter).