Die Transistor-LED-Konstantstromquelle
mit ein oder zwei Transistoren und
Konstantstromquelle mit Bandgap und Opamp
Historisches zur Einleitung
Wenn man heutzutage Konstantstromquellen realisiert, denkt man keinen Augenblick daran, wie man so etwas im Zeitalter der reinen Elektrotechnik realisiert hätte. In einer Zeit, als es weder Transistoren, Vakuum-Verstärkerröhren noch Stabilisator-Kaltkathodenröhren gab. Diese brauchte man, um konstante Referenzspannungen zu erzeugen. Falls in dieser grauen Vorzeit, aus welchen Gründen auch immer, ein konstanter Strom benötigt wurde, musste zuerst hohe Spannungen erzeugen, wobei die Spannungskonstanz zur Speisung einer Stromquelle alleine schon ein Problem für sich war. Bild 1 zeigt diese einfache jedoch keineswegs ungefährliche Methode:
Es geht hier um eine Spannung von 1000 VDC! Der Totenkopf und die drei
Ausrufzeichen unterstreichen die Gefährlichkeit eines solchen
Experimentes! Eine ideale Konstantstromquelle hat einen unendlich hohen
differenziellen Widerstand. Nur so bleibt der Strom einer solchen
Quelle, unabhängig vom Lastwiderstand und somit von der Spannung über
dem Lastwiderstand, immer gleich gross. Der differenzielle Widerstand
der Konstantstromquelle drückt sich in dieser Formel aus:
r = dU / dI
dU ist die Spannungsänderung über dem Lastwiderstand auf Grund einer
Änderung des Lastwiderstandes und dI ist die Stromänderung. Es leuchtet
also sofort ein, wenn der Strom sich nicht ändert, ist der
resultierende differenzielle Widerstand der Stromquelle unendlich hoch,
weil irgend einen Wert dividiert durch Null gibt unendlich. Realistisch
ist es möglich Konstantstromquellen mit extrem hohen differenziellen
Widerstandswerten zu realisieren, wobei der statische Innenwiderstand,
im Verhältnis dazu, immer relativ niederohmig ist. Der statische
Widerstand versteht man mit dieser Formel:
R = U / I
Wenn eine elektronische Konstantstromquelle einen Spannungsabfall von
z.B. 8 VDC hat und ein Strom von 5 mA fliesst, beträgt der statische
Widerstand 1.6 k-Ohm. Der differenzielle Widerstand kann, je nach
Qualität der Stromquellenschaltung, 1 M-Ohm oder auch viel mehr haben.
Zurück in die weit zurückliegende Epoche der Elektrotechnik, als es noch keine
Elektronik gab. Bild 1 zeigt uns eine hohe Spannung von 1000 VDC,
ein Vorwiderstand Rv von 1 M-Ohm und ein Lastwiderstand
RL von 5 k-Ohm. RL ist ein
Potmeter. Bei 1000 VDC begrenzt der dominante der beiden Widerstände,
also Rv, den Strom auf 1 mA. Mit RL kann man eine
Spannung URL von 0 bis 5 VDC einstellen, wobei der
Quellwiderstand dem eingestellten Wert von RL
entspricht, also 0 bis 5 k-Ohm. Der Strom von 1 mA hat bei dieser
Variation eine gute Konstanz, wie die Tabelle zeigt. Die Abweichung
beträgt gerade 0.5 Prozent bei einer Spannungsvariation von 5 VDC an
RL.
Ohne den Einsatz einer elektronischen Methode, ist es nicht möglich
einen hohen differenziellen mit einem niedrigen statischen Widerstand zu
erzeugen. Man muss, um eine einigermassen akzeptable
Konstantstromquelle zu erzeugen, für Rv einen hochohmigen
Vorwiderstand Rv bei hoher Spannung einsetzen, der sehr viel grösser ist
als der Lastwiderstand RL. Dabei leuchtet ein, dass
auf diese Weise nur geringe Ströme im unteren mA-Bereich möglich sind,
weil sonst die Verlustleistung über Rv sehr hoch wird. Bei 1000 VDC und
1 mA beträgt die Verlustleistung über Rv bereits 1 W. Über
RL sind es maximal bloss 5 mW.
Konstantstromquelle mit Transistor
Wir verlassen hiermit diese vorsintflutliche Methode und gehen über zur einfachen Transistorschaltung als Konstantstromquelle, - zunächst ohne Einsatz einer konstanten Referenzspannung. Zuerst ein paar Worte zum Transistor. Warum eignet sich dieses Bauteil überhaupt als Konstantstromquelle? Die Ausgangskennlinie eines Transistors besitzt die geeignete Eigenschaft. Während das Verhältnis der Kollektor-Emitter-Spannung zum Kollektorstrom (UCE/Ic) bei wenigen k-Ohm liegt, beträgt das Verhältnis der Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung zur Änderung des Kollektorstromes (dUCE/dIc) einige 100 k-Ohm. Dieser Wert des differenziellen Widerstandes lässt sich durch Gegenkopplungsmassnahmen bis weit in den M-Ohm-Bereich erhöhen. Wir kommen zu Bild 2:
Wie funktioniert diese Schaltung? Um sie ganz zu verstehen lohnt es sich
Experimente anzustellen. Erst das Experimentieren gibt die notwendige
Sicherheit. Man kann für dieses Experiment beliebige universelle
NPN-Kleintransistoren (ELEKTOR-Bezeichnung: TUN für "Transistor
Universal NPN) einsetzen. Was hier zählt, ist eine Stromverstärkung
von minimal 100. Die kleine Tabelle rechts zeigt eine Anzahl
NPN-Transistoren. Es dürfte also leicht sein einen solchen oder ähnlichen
Transistor in der eigenen Bastelkiste zu finden. Die in Bild 2
angegebenen Spannungen und Ströme müssen beim Experiment nicht genau
zutreffen. Dies hat zu einem grossen Teil damit zu tun, dass die
Basis-Emitter-Schwellenspannung keinen scharfen Knick hat und so kann
sie, je nach Kollektorstrom, zwischen 0.6 bis 0.8 V betragen. Das
Datenblatt zu BC546 bis BC550 zeigt dies mit dem Diagramm
Transfer-Characteristic. Dazu kommt die Toleranz der
Widerstände, die etwas in's Gewicht fällt, wenn 5%-Widerstände
eingesetzt werden. Es kommt hier also nicht darauf an, dass der
Kollektorstrom Ic exakt 10 mA hat, sondern darauf, dass man beobachten
kann, dass sich Ic bei der Variation von Rc kaum ändert. Genau das
beeindruckt den Elektronikanfänger.
Damit für dieses Experiment die Stromverstärkung von 100 als ideal
betrachtet werden kann, sorgen wir dafür, dass der Querstrom Iq so hoch
ist, dass er vom Basisstrom nicht nennenswert beeinfluss wird. Bei einem
gewählten Kollektorstrom Ic von 10 mA, wählen wir einen Querstrom Iq von
5 mA. Das bedeutet, wenn die Stromverstärkung (mindestens) 100 beträgt,
dann hat der Basisstrom einen Betrag von maximal 0.1 mA und das sind
gerade noch 2 % von Iq.
Die Spannungsverhältnisse: Für RL wählen wir
einen Wert von 470 Ohm (oder 500 Ohm). Bei einem konstanten Strom von 10
mA ergibt dies eine Variation von URL zwischen 0 bis
5 VDC. Wir verwenden ein Netzgerät mit einer stabilisierten
Ausgangsspannung von +12 VDC. Wenn RL Maximalwert
hat, dann bleiben noch +7 VDC zwischen Kollektor und GND. Wir
beschliessen, dass die Kollektor-Emitter-Spannung
UCE, zwecks genügend hoher Stromverstärkung, nicht
niedriger sein soll als 3 VDC. Damit bleiben noch 4 VDC über dem
Emitterwiderstand Re. Die quasikonstante Basis-Emitter-Schwellenspannung
beträgt 0.7 VDC. Dies ergibt eine Spannung von 4.7 VDC zwischen Basis
und GND. Für den Querstrom Iq = 5 mA resultiert R2 = 1 k-Ohm. Über R1
bleibt eine Spannung von 7.3 VDC. Bei 5 mA ergibt dies recht genau 1.5
k-Ohm. Nun bleibt noch der Emitterwiderstand Re. Über Re haben wir 4 VDC
und es soll ein Emitterstrom von 10 mA fliessen. Der Emitterstrom ist
zwar um den Wert des Basisstromes höher als der Kollektorstrom. Dieser
Unterschied ist hier aber derart minimal, dass wir ihn vernachlässigen.
Re hätte einen Wert von 400 Ohm. Wir setzen ihn auf den Normwert von
390 Ohm.
Da Iq sehr viel grösser als Ib ist, können wir UR2
als konstant betrachten, weil +Ub mit 12 VDC ebenfalls konstant ist. Ib
und UBE sind konstant, weil der Kollektorstrom ist
es auch. Deshalb ist auch URE mit 4 VDC konstant
und diese Spannung bleibt es auch dann wenn RL
variiert wird. Natürlich muss man bei diesem Experiment das Wort
"konstant", im Vergleich zu transistorisierten Konstantstromquellen mit
Referenzspannungsquellen an stelle von R2, relativ auffassen. Etwas das
hier noch überhaupt nicht berücksichtigt wird, ist die
Temperaturabhängigkeit von der Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa
-2 mV/K. Dies wird uns gleich beschäftigen.
Transitorstromquellen mit Silizium-Dioden
Also Grundlage für den weiteren Inhalt, empfehle ich Transistor als Konstantstromquelle, ein Grundlagenkurs von Patrick Schnabel.
Teilbild 3.1 zeigt die Wiederholung der soeben erwähnten Grundlage von
Patrick Schnabel. Der konstante Kollektorstrom Ic fliesst von +Ub zum
Kollektor des Transistors T. Teilbild 3.2 zeigt die komplementäre
Version mit einem PNP-Transistor. Der konstant Kollektortrom Ic fliesst
vom Kollektor des Transistors nach GND. Weil GND sehr oft das
Bezugspotential eines gesamten elektronischen Systems ist, ist die
Anwendung dieser Art besonders häufig. Beide Schaltungen sind
funktionell identisch. Darum gelten für beide Schaltungen die selben
Berechnungsgrundlagen wie Bild 3 zeigt.
Vollständigkeitshalber ist in den Formeln der Basisstrom mit einbezogen,
was in der Praxis jedoch oft irrelevant ist, weil dieser bei
Kleinstromanwendungen 100 mal oder mehr kleiner ist als der
Kollektorstrom. Daher ist der Emitterstrom nur maximal etwa 1 % grösser
als der Kollektorstrom.
Unbedingt empfehlenswert ist allerdings, dass der Querstrom Iq durch die
beiden Dioden D1 und D2 etwa zehn mal grösser gewählt wird, als den zu
erwartenden Basisstrom Ib. Die Beeinflussung von Iq ist bei einer
Veränderung von Ib entsprechend gering und dies hält die beiden
Diodenflussspannungen besonders konstant. Diese wirken als
seriegeschaltete Konstant-Spannungsquellen. Bei einer
Konstant-Spannungsquelle ist Widerstandssituation gerade umgekehrt im
Vergleich zur Konstantstromquelle. Der differenzielle Widerstand ist
wesentlich kleiner als der statische. Je niedriger der differenzielle
Widerstand ist, um so stromunabhängiger ist die Diodenflussspannung.
Ib ändert sich wenn sich Ic oder die Stromverstärkung ändert. Diese
ändert sich einerseits geringfügig durch Temperaturveränderung und durch
Änderungen der Kollektor-Emitterspannung, besonders bei niedrigen
Spannungen. Vor allem dann, wenn der Kollektorwiderstand Rc beinahe den
Maximalwert hat und deshalb die Kollektor-Emitter-Spannung sehr gering
ist. Im Sättigungsbereich, also bei Spannungen unterhalb etwa 1 V, sinkt
die Stromverstärkung drastisch.
Formel (3) enthält im Zähler die minimale Kollektor-Emitter-Spannung
UCEmin. Sollte die Stromverstärkung über den
gesamten Bereich von UCE einigermassen konstant
bleiben, muss man darauf achten, dass UCE nich zu
klein werden kann. Eine minimale Spannung von etwa 2 bis 3 VDC ist in
der Regel der richtige Wert. Man beachte dazu unbedingt auch die
passenden Diagramme im Datenblatt des verwendeten Transistors.
Unerwünschte Temperaturdrift
Zuerst einmal, wozu braucht es in den beiden Schaltungen in Bild 3 jeweils zwei Dioden zur Funktion als Referenzspannung? Eine gute Frage, denn eine würde genügen, weil die Temperaturdrift der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors durch eine einzige Diode kompensiert wird. Kommen zwei Dioden zum Einsatz, wird die Temperaturdrift um zusätzliche -2 mV/K überkompensiert. Die Folge davon ist, dass man +2 mV/K in Kauf nimmt. Also bringt dies doch gar nichts. Das Problem ist allerdings, wenn man nur eine Diode einsetzt, bleibt keine Spannung für den Emitterwiderstand Re übrig, dessen vornehme Aufgabe es schliesslich ist, den Strom der Konstantstromquelle zu definieren. Ein kurzer Blick auf Bild 2 bringt uns auf die Idee einen Kompromiss einzugehen. Dort wird anstelle von D1 und D2 R2 eingesetzt. Also ersetzen wir D2 durch einen Widerstand und schon haben wir zwei Fliegen auf einen Schlag, nämlich die Kompensation des Temperaturdriftes des Transistors und genügend Spannung über Re zur Definition des konstanten Emitter-, bzw. Kollektorstromes. Das Problem ist allerdings, dass dies nur zufriedestellend funktioniert, wenn die Betriebsspannung +Ub gut stabilisiert, also selbst konstant ist. Eine Änderung von +Ub überträgt sich empfindlich auf den Widerstand der zu D1 in Serie geschaltet wäre und das verschlechtert die Stromkonstanz von Ic erheblich. Diese Methode wäre für eine direkte Batterieanwendung völlig unbrauchbar.
Betreffs Stabilität des Konstantstromes kommt es ganz auf die Anwendung
an. Wenn der Mehraufwand allerdings gering ist und man damit erst noch
bessere Werte erzielt, warum soll man dies nicht gleich tun? Anstelle
von zwei Kleinsignaldioden D1 und D2, kann man gerade so gut eine kleine
rote LED verwenden. Eine solche LED hat fast genau den selben
Temperaturdrift von -2 mV/K, dafür allerdings eine Durchfluss-Spannung
von 1.7 VDC (bei etwa 1 mA) , wovon etwa 1 VDC für den
Emitterwiderstand Re übrig bleibt. Eine billige LED kostet kaum mehr als
den Preis von zwei kleinen Dioden, es ist ein Bauteil weniger, man hat
einen geringeren Rest-Temperaturdrift und somit die bessere Konstanz von
Ic. Dies auch in Bezug auf Änderungen der Betriebsspannung +Ub.
Die Rest-Temperaturdrift hat ebenfalls mit einer Änderung der
Umgebungstemperatur etwas zu tun. Wenn diese sich ändert, wirkt sich
diese Änderung auf die LED und auf die Basis-Emitter-Schwellenspannung
des Transistors gleichermassen aus. Der Rest kommt daher, dass es weder
beim Transistor noch bei der LED ganz genau die selben Driftwerte in
mV/K sind. Ganz wichtig bei einer solchen Schaltung ist die
Verlustleistung des Transistors, die durch die Multiplikation des
Kollektorstromes und der Kollektor-Emitter-Spannung zustande kommt.
Diese Verlustleistung muss so gering sein, dass sich der Transistor
dadurch möglichst nicht mehr erwärmt als die LED. Diese Situation
lässt sich etwas verbessern, wenn man LED und Transistor thermisch mit
einer Wärmeleitpasta verbindet.
Kleines Zusatzexperiment (Teilbild 4.1): Es wurde ein
Konstantstrom von 10 mA gewählt. Wenn Rc auf 0 Ohm zugedreht ist,
beträgt die Kollektor-Emitter-Spannung etwa 11.3 VDC. Das gibt eine
Verlustleistung von etwa 0.1 W und dies erwärmt den
Kleinsignaltransistor etwas. Wenn man ein Multimeter an Rc einschlauft,
beobachtet man eine leichte Stromzunahme. Nun berührt man mit der
heissen Lötkolbenspitze eine Lötstelle der LED ganz kurz und man
beobachtet wie der Strom Ic zurückgeht. Mit einem solchen kleinen
Experiment kann man die Temperaturdriftkompensation selbst erleben,
erfahren und daraus lernen. Wichtig ist bei diesem Experiment, dass der
Lötkolbenspitz zur Experimentierspannung +Ub galvanisch getrennt ist.
Die soll heissen, wenn der Lötkolbenspitz geerdet ist, darf dies der
GND des Netzgeräteausganges nicht sein.
Bild 4 unterscheidet sich von Bild 3 nur darin, dass die beiden in Serie
geschalteten Dioden durch eine rotleuchtende LED ersetzt sind. In
Formel (1) und (2) ist der Ausdruck
"UD1+UD2" durch
"ULED" ersetzt. Die Anwendung einer LED im
Vergleich zu zwei Dioden in Serie hat noch einen weiteren Vorteil. Eine
LED hat im Verhältnis zu ihrer höheren Durchlassspannung einen
"schärferen" Spannungs-Stromknick hat als eine Diode. Die realtive
Spannungsänderung, z.B. auf Grund einer Stromänderung durch die LED, ist
geringer. Deshalb ist diese Konstantstromquelle, bezüglich auf
Änderungen von +Ub oder auch Ib, stabiler.
Die kleinen Zahlen bei den Bauteilen in Teilbild 4.1 zeigen ein
berechnetes Beispiel: Die rote LED hat bei einem Strom von etwa 1 mA
eine typische Durchfluss-Spannung von 1.7 VDC. Abzüglich der
Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors resultiert über Re eine
Spannung von 1 VDC. Mit Re = 100 Ohm erzeugt dies ein Emitter- bzw.
Kollektorstrom von 10 mA. So genau ist das allerdings nicht, denn man
muss bedenken, dass die wirkliche Basis-Emitter-Schwellenspannung etwa
zwischen 0.6 und 0.7 VDC liegt. Um mit Rc eine Spannungsvariation
zwischen 0 und 5 VDC einzustellen, benötigt man 470 Ohm (500 Ohm). Bei
einer minimalen Stromverstärkung von 100 beträgt der maximale
Basisstrom 0.1 mA. Der Querstrom Iq soll 10 mal grösser als der
Basisstrom sein. Die Spannung über Rv beträgt 10.3 VDC. Wenn Rv = 10
k-Ohm, beträgt der Querstrom etwa 1 mA. Für die komplementäre Schaltung
in Teilbild 4.2 gelten die selben Werte. Der Leser ist hiermit motiviert
die LED-Stromquellenschaltung für andere Stromwerte zu dimensionieren
und auf einem Testboard zu prüfen!
Einfach und doch vielseitig!
Ich musste mal für eine komplexe Schaltung, die aus Stromspiegeln und diversen Verstärkerschaltungen bestand, eine möglichst einfache präzis abstimmbare Konstantstromquelle realisieren, die möglichst flexibel referenziert werden kann. Das bedeutet, dass die Last auf GND, +Ub oder -Ub bezogen werden kann und beim Strom muss man die Wahl zwischen einem positiven und negativen haben. Das alles ist mit dem selben Schaltungskonzept möglich, wenn man NPN- oder PNP-Transistoren einsetzen kann. Bild 5 zeigt mit sechs kleinen Schaltungen, wie das zu verstehen ist:
Die kleinen Boxen mit der Kurzbezeichnung BB sind für diesen
Elektronik-Minikurs Blackboxen. Sie können unterschiedliche Schaltungen
enthalten, wie im Abschnitt zuvor bereits angedeutet ist. Hier spielt
keine Rolle was dort drin ist.
Teilbild 5.1 ist eine Stromquelle mit positivem Strom, der die Blackbox
BB speist und diese auf GND bezogen ist. Ubx bedeutet, dass diese
Spannung einen beliebigen Wert haben darf. Sie darf also durchaus auch
positiv sein. Häufig benutzt man hier das GND-Potential. Es kommt einzig
darauf an, dass Ubx so viel niedriger ist als +Ub, dass die LED mit
ihrer Durchfluss-Spannung sicher leitet und so als
Referenzspannungsquelle dienen kann. Über dem Emtterwiderstand R2 liegt
die Spannung ULED minus UBE
des Transistors T. Diese Spannung dividiert durch R2 definiert den Wert
des konstanten Stromes.
Teilbild 5.2 unterscheidet sich einzig darin, dass BB auf -Ub bezogen
ist. Dies ist dann nötig, wenn es wichtig ist, dass über BB eine
Spannung liegen kann, die beinahe dem Wert zwischen +Ub und -Ub
entsprechen kann. Beinahe bedeutet, dass zwischen +Ub und dem Kollektor
von T eine Spannung von mindestens 3 bis 4 V liegen muss, damit die
Stromquelle einwandfrei arbeitet, d.h. die Stromverstärkung von T
einigermassen konstant bleibt.
Teilbild 5.3 zeigt, wie auch der GND-Pegel einen positiven Strom liefern
kann und dies ganz einfach in Richtung -Ub. Hier ist die Hilfsspannung
nicht mit Ubx sondern mit -Ubx bezeichnet, weil diese minderstens -3
bis -4 V betragen muss.
Für die Teilbilder 5.4 bis 5.6 gelten die selben Inhalte wie für die
Teilbilder 5.1 bis 5.3, jedoch mit negativem Vorzeichen und NPN- statt
PNP-Transistoren. Es fliessen negative Ströme. Spannungsquelle dafür
ist -Ub oder GND anstelle von +Ub oder GND.
Die Transistor-LED-Präzisions-Konstanstromquelle
Bild 6 illustriert die Konstantstromquelle von Teilbild 5.5 im Detail.
Es ist eine präzis trimmbare Konstantstromquelle von 200 µA. Für R1
empfiehlt sich ein zehn oder zwanzig gängiges Cermet-Trimmpotmeter.
Dieses hat auch einen geringen Temperaturdrift. Für R2 sollte man aus
dem selben Grund ein Metallfilmwiderstand einsetzen. Bezüglich
Stromverstärkung wird vom Transistor (BC550C) nichts abverlangt, weil
der Querstrom durch R3 und LED 1 mA beträgt. Viel weniger sollte man für
die LED nicht einsetzen, weil der Strom/Spannungs-Punkt sonst in einen
Bereich zu liegen kommt, der sich für die Stabilität des
Konstantstromes ungünstig auswirkt. Der Basisstrom liegt irgendwo im
unteren µA-Bereich oder sogar weniger 1 µA und das bedeutet, dass dieser
Strom einige 100 bis mehr als etwa 1000 mal niedriger ist, als der
LED-Strom. Da der differenzielle Eingangswiderstand zwischen Basis und
-Ub extrem viel grösser ist der differenzielle Quellwiderstand der LED,
kann die Durchfluss-Spannung der LED für den Basis-Eingang als reine
Spannungsquelle betrachtet werden. Es herrschen diesbezüglich praktisch
ideale Verhältnisse.
Man beachte die technischen Daten in Bild 6. Betrieben wird die
Schaltung mit ±12 VDC. Für die Anwendung, die ich weiter oben
angedeutet habe, musste man mit einem Kollektor-GND-Spannungsbereich von
±9 V rechnen. Innerhalb dieses Bereiches von 18 V zeigte sich ein Fehler
von 0.05µA/V. Dies entspricht reziprok dazu einem differenziellen
Widerstand von 20 M-Ohm. Der statische Innenwiderstand beträgt, wenn der
Kollektor des Transistors GND-Potenzial hat, 50 k-Ohm. Die
Temperaturabhängigkeit, ermittelt mit einem Testofen, ergab einen Wert
0.05µA/K, gemessen bei einem Temperaturunterschied zwischen 25 und 45
Grad Celsius. Ich habe damals mit zehn LEDs und zehn Transistoren des
selben Typs getestet. Mit andern Typen muss man mit gewissen
Abweichungen rechnen. Es empfiehlt sich daher, selbst erst
Untersuchungen anzustellen, wenn es sehr genau sein muss, oder man setzt
eine ganz andere Art von Konstantstromquelle ein. Weiter unten mit Bild
8 wird davon noch kurz die Rede sein.
Die punktierte Linie zwischen Transistor und LED deutet auf eine
thermische Kopplung hin. Sie ist weitgehend dadurch gegeben, wenn beide
Bauteile so nahe beieinander auf der Leiterplatte angeordnet sich, dass
sich ihre Kunstoffgehäuse berühren. Die Verlustleistung des Transistors
beträgt maximal etwa 4 mW. Davon erwärmt er sich vernachlässigbar.
Will man es trotzdem besonders gut machen, kann man zwischen den beiden
Gehäusen etwas Wärmepasta "schmieren".
Konstantstromquelle in der Konstantstromquelle
Bild 7 zeigt eine besonders wirksame Erweiterung der Schaltung in Teilbild 4.2. Anstelle des Vorwiderstandes Rv hat es ebenfalls eine Transistor-LED-Stromquelle. Mit diesem Trick wird die Abhängigkeit der Betriebsspannung der gesamten Stromquellenschaltung praktisch vollständig eliminiert, weil Iq ebenfalls durch einen Konstantstrom und nicht mehr durch einen Widerstand Rv bedingt ist. Eine solche Konstantstromquelle eignet sich hervorragend für die direkte Batterieanwendung, weil diese Spannungsquelle, durch die Entladung der Batterie, nicht konstant ist. Dieser Vorteil hat allerdings auch einen kleinen Nachteil, denn er geht geringfügig auf Kosten des minimalen Gesamt-Temperaturdriftes, weil die zusätzliche Stromquelle, trotz der Kompensation des eigenen Temperaturdriftes, einen etwas grösseren Temperaturdrift hat als ein gewöhnlicher Vorwiderstand Rv, falls dieser erst noch einen Metallfilmwiderstand ist.
Konstantstromquelle mit Bandgap-Referenz und Opamp
Zum Schluss soll noch gezeigt werden, dass es auch noch ganz andere
Möglichkeiten gibt konstante Ströme zu erzeugen. Vor allem wenn sie im
mA-Bereich oder darunter liegen, so dass die Leistung von
Operationsverstärkern dazu ausreicht. Die vorliegende
Konstantstromquelle ist GND-bezogen, wie dies die Schaltungen in den
Teilbildern 3.2 und 4.2 und Bild 7 ebenfalls sind. Duch einfaches
Umpolen der Bandgap-Spannungsreferenz BR kann man auch eine negative
Konstantstromquelle erzeugen.
Bei diesem geringen Schaltungsaufwand mit einem
Dual-Operationsverstärker, einer kleinen hochstabilen
Bandgap-Spannungsreferenz BR und ein paar einprozentigen Widerständen,
muss man sich gut überlegen, ob diese Stromquellenalternative nicht die
einfachere, bessere und erst noch preiswerte Lösung ist, falls GND-Bezug
in Frage kommt. Diese Schaltung wird hier nicht kommentiert. Sie stammt
aus dem Elektronik-Standardwerk Halbleiter-Schaltungstechnik von
U.Tietze und Ch.Schenk und ist dort neben andern Stromquellenschaltungen
mit Operationsverstärkern genau beschrieben.