Von der Blinkschaltung zum
Print- und Verdrahtungstester

Titel-Bild

Dieses Foto zeigt den Print- und Verdrahtungstester, ein wichtiges Kleingerät und Werkzeug in meiner Laborschublade. Immer einsatzbereit, wenn es darum geht, elektrische Kontakte, Leitungen oder Kurzschlüsse zu testen. Dieses Gerät unterscheidet niederohmige Widerstände von weniger als 1 Ohm von einer elektrischen Verbindung (Draht, Leiterbahn, Relaiskontakt, Schalterkontakt, etc.), und dies jetzt seit drei Jahrzehnten...

Schon wieder ein Print- und Verdrahtungstester

Es gibt sehr viele solcher Geräte mit unterschiedlichen Eigenschaften und Qualitätsmerkmalen. In der Vergangenheit gab es auch viele Schaltungen in den diversen Elektronikmagazinen. Die meisten mir bekannten Print- (PCB) und Verdrahtungstester haben den Makel, dass sie erst ab einigen zehn oder sogar hundert Ohm und darüber akustisch unterscheiden können, ob es eine eigentliche Leitung oder ein Widerstand ist. Auch Halbleiterübergänge werden oft schlecht bis gar nicht erkannt. Es gibt Multimeter, welche bei einem schon geringfügig erhöhten Widerstand, in der Funktion als Verdrahtungstester, eine Spannung anzeigen. Will man beim Testen jedoch nicht ständig auf die Spannungsanzeige schauen, muss man sich eine Schaltung einfallen lassen und diese kann recht einfach sein, wie das vorliegende Beispiel in Bild 7 zeigt.

Ein Makel hat dieser Print- und Verdrahtungstester gegenüber vielen andern sehr einfachen Geräten: Er muss ein-, und nach Gebrauch, wieder ausgeschaltet werden. Vergisst man dies, leert sich die Batterie über Tage hinweg. Diesem Mango kann man allerdings mit einer Zusatzschaltung abhelfen, die man im folgenden Link, im Kapitel "Eine einfache Batteriespannungsabfallverzögerung" mit der Schaltung in Bild 5, findet:



Die Prinzipschaltung

Das Prinzipschaltbild in Bild 1 besteht aus zwei Teilen. Links die Komparatorschaltung, welche den Leitungswiderstand RLmisst und auf Grund des Widerstandswertes entscheidet, ob es sich um eine Leitung oder um einen Widerstand handelt. Dazu fliesst über RL ein sehr kleiner Strom, der einen niedrigen Spannungsabfall zur Folge hat. Wenn der Mess-Eingang der Schaltung offen ist, ist dessen Spannung mit nur 10 mVDC so niedrig, dass im Falle eines Halbleiterüberganges von Silizium oder Germanium sicher kein Strom fliessen kann und daher der RL-Komparator nicht anspricht. Diese sehr niedrige Spannung, bei offenem Eingang, schützt zusätzlich empfindliche Schaltungen, wenn man sie mit diesem Gerät testet und der Übergangswiderstand hoch ist.

Wenn der RL-Komparator eine Leitung erkennt, schaltet sein Ausgangssignal den nachfolgenden Tongenerator ein, der aus einem einfachen komplementären astabilen Multivibrator besteht. Das Besondere daran ist, dass die Lautstärke des Lautsprechers mittels Tastverhältnis eingstellt wird. Dies hält die Verlustenergie besonders niedrig.



Zwei diskrete astabile Multivibratoren

Bild 2 illustriert zwei Prinzipien des astabilen Multivbrators, die noch jeder "Post-Steinzeit-Elektroniker" kennt. Das eigentliche "Elektronik-Steinzeitalter" war das Röhrenzeitalter. Doch bleiben wir hier bei den Transistoren und wir beschäftigen uns etwas damit. Es schadet nichts, wenn die Elektronik-Jugend von heute das Bauklötzchendenken (für jede Funktion gleich ein fixfertiges IC) ein wenig kritisch in Frage stellt, denn manchmal gibt es gute und preiswerte Lösungen mit wenig diskreten Bauteilen. Besonders dann, wenn diese sowieso in der Bauteilkiste herumliegen. Und es kommt hier noch dazu, dass man etwas Grundlegendes lernt und da gehört der Transistor sowieso dazu.

Die beiden Schaltungen in Bild 2 mit den folgenden kurzen Beschreibungen stammen, etwas erweitert, aus einem alten Lehrbuch von ITT Intermetall, dessen Inhalt für Lernzwecke weiter gegeben werden darf. Das Buch heisst "100 typische Schaltungen mit Halbleiterbauelementen", Ausgabe 1967.


Astabiler Multivibrator mit zwei NPN-Transistoren

Man kann die astabile Kippstufe in Teilbild 2.1 als periodischen Doppelzeitgeber benutzen und einen der Arbeitswiderstände z.B. durch ein Relais (Freilaufdiode nicht vergessen!) oder einer Lampe ersetzen. Anzug- und Abfalldauer (Relais) oder Hell- und Dunkeldauer (Lampe) können durch Änderung der Koppelkapazitäten (C, C1) und der Basiswiderstände (R1, R2) in weiten Grenzen variiert werden. Sollen lange Schaltzeiten mit relativ niedrigen Kapazitäten (C, C1) erreicht werden, so ist es zweckmässig, die Kippstufe hochohmig aufzubauen. Eine relativ niederohmige Last (Relais, Schaltschütz, Lampe) kann dann an den Kollektor eines zusätzlichen Ausgangsstransistors angeschlossen werden, dessen Basis-Emitter-Strecke in die Emitterzuleitung eines der beiden Transistoren T1 oder T2 gelegt wird. Dieses Vorhaben ist aber ebenso bei beiden Transistoren T1 und T2 realisierbar, - darum die Bezeichnung Doppelzeitgeber.

Ersetzt man einen oder beide Arbeitswiderstände durch eine Lampe, so erhält man eine einfache Blinkschaltung. Man muss nur darauf achten, dass Glühlampen im Allgemeinen einen sehr niedrigen Kaltwiderstand besitzen. Der Transistor muss dann entweder für den hohen Einschaltstrom ausgelegt sein oder aber die Verlustleistung aushalten, die entsteht, wenn er im Einschaltaugenblick nicht ganz durchgesteuert (gesättigt) ist.

Die hier gezeigte Schaltung in Teilbild 2.1 enthält eine Lampe, deren Leucht- und Dunkeldauer durch die Werte von R und C eingestellt werden kann. Zum Beispiel ergibt für C = 47 µF und R = 2.7 k-Ohm eine Leuchtdauer von etwa 0.3 s und eine Dunkeldauer von etwa 1 s.


Astabiler Multivibrator mit zwei komplementären Transistoren

Im Gegensatz zur Schaltung in Teilbild 2.1 sind in Teilbild 2.2 beide Transistoren gleichzeitig gesperrt oder durchgesteuert. Man spart dadurch in der langen Dunkelphase Strom bzw. Leistung. Ferner kommt man mit einem einzigen zeitbestimmenden Kondensator C aus. Diese Schaltung eignet sich daher ganz besonders für Batterieanwendungen.

Nach dem Einschalten der Betriebsspannung sind zunächst beide Transistoren stromlos. C lädt sich über den Kaltwiderstand der Lampe L und über R1 und R2 auf. Wenn die Basis-Emitter-Schwellenspannung des PNP-Transistors T1 plus Durchfluss-Spannung von Dx1 erreicht ist, beginnt Strom in beiden Transistoren zu fliessen. Die Kollektor-Emitter-Spannung von T2 sinkt, und über C und R1 wird T1 und damit ebenso T2 vollständig durchgesteuert. Dies ist ein Mitkopplungseffekt. Dieser Zustand bleibt erhalten, bis der Ladestrom von C zusammen mit dem Strom durch R2 nicht mehr ausreicht, um T1 und T2 durchzusteuern. Die Schaltung kippt dann in den Sperrbereich zurück.

Die Leuchtdauer der Lampe wird also bestimmt durch die Zeitkonstante R1*C und die Dunkeldauer durch (R1+R2)*C. Für den Widerstand R2 gilt ausserdem die Bedingung R2>B1*B2*RL. R2 muss grösser sein als das Produkt aus den Stromverstärkungsfaktoren beider Transistoren und dem Lampenheisswiderstand. Wenn R2 nur etwas zu niederohmig ist, blitzt nach dem Einschalten der Schaltung die Lampe einmal auf und erlischt danach aber nicht ganz. Sie leuchtet schwach weiter. T1 und T2 bleiben leitend. T2 vermag nicht durchzusteuern. T2 heizt sich, wegen zu hoher Kollektor-Emitter-Spannung, multipliziert mit dem Kollektorstrom, auf. Ist R2 massiv zu niederohmig, leuchtet die Lampe staendig hell, weil dann T2 von T1 dauernd zuviel Basisstrom erhalten.


Zusätzliche Dioden Rx und Widerstaende Cx

Im Gegensatz zu den beiden Originalschaltungen im ITT-Buch, enthalten diese Schaltungen zusätzliche Dioden und Widerstaende. In Teilbild 2.1 sind es Dx1, Dx2, Rx1 und Rx2. In Teilbild 2.2 sind es Dx1 und Rx1. 'x' steht für extra, weil diese Bauteile Extrafunktionen haben. Es ist eigentlich recht merkwürdig, dass kaum je in Elektronik-Fachzeitschriften darauf aufmerksam gemacht wird, was ich hier nachhole! Wenn die Betriebsspannung grösser als etwa diese 6 VDC ist, wird beim Umschaltvorgang der Spannung an C und C1 die Emitter-Basis-Durchbruchspannung von T1 und T2 in Teilbild 2.1 erreicht. Dies hat dann eine aehnliche Wirkung wie bei Zenerdioden. Dies ist hier jedoch überhaupt nicht erwünscht. In Teilbild 2.2 betrifft dies C und T1. Dies gilt, wenn die Dx-Dioden nicht vorhanden, also überbrückt, sind. Dieser Zustand kann dem Transistor, je nach Strom, sogar schaden!

In C, bzw. C1, fliesst ohne diese Dx-Diode(n) ein zusaetzlicher Strom, der zur Folge hat, dass oberhalb dieser kritischen Betriebsspannung die Frequenz des Oszillators stark zu nimmt. Um eine verpolte zu hohe Spannung an der Basis-Emitterstrecke und damit einen lästigen Frequenzanstieg zu vermeiden, ist an der Basis von T1 und T2 (T2 nur in Teilbild 2.1) je eine Dx-Diode vorgeschaltet. Nun hat man das Problem, dass mit Dx jedoch ohne Rx die Basen der betreffenden Transistoren in der stromlosen Phase der Basen offen sind. In der Regel funktioniert die Schaltung trotzdem problemlos. "Sauber" ist die Schaltung aber nur, wenn in diesem offenen Zustand die Basis auf das Emitterpotenzial gezogen wird. Das ist die Aufgabe der Rx-Widerstaende. Die Grösse von Rx ist meist unkritisch. Rx sollte zumindest gleich gross, besser grösser als der Basiswiderstand sein. Ist der Basiswiderstand selbst schon ziemlich gross, z.B. 1 M-Ohm wie R6 in Bild 7, dann soll Rx (in Bild 7 ist es R11) etwa gleich gross sein. Dies beeinflusst die Frequenz nur unwesentlich. Dies hat damit zu tun, dass über Rx stets etwa der selbe Strom fliesst, weil die quasi-konstante Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 auf Rx wirkt.



Es geht mit den Dioden auch anders...

Die beiden Schemata in Bild 3 zeigen, dass die inverse Basis-Emitter-Spannung auch anders mit Dioden verhindert werden kann, in dem man diese in den Emitterkreis schaltet. Zusaetzliche Widerstaende braucht es nicht. Trotzdem, auch hier ist nicht alles Gold was glänzt. Ein Nachteil ist, dass die Kollektorspannung bezüglich auf GND nicht niedriger als die Durchfluss-Spannung der Diode plus die gesättigte Kollektor-Emitter-Spannung sein kann. Der Wert liegt also irgendwo zwischen 0.8 und 1.2 V. Ein anderer Nachteil ist, je nach Last im Kollektorkreis genügt eine Kleinsignaldiode (1N914) nicht. Es muss eine Leistungsdiode (z.B. 1N400x bis 1 Ampere) zum Einsatz kommen. Nimmt man eine Schottky-Diode, liegt die minimale Kollektorspannung bezüglich GND niedriger.



Eine kleine Blinkschaltung und die Fas(t)nacht...

Diese Blinkschaltung in Teilbild 4.1 ist im Grunde nichts anderes als die in Teilbild 2.2. Ich erwähne sie hier deshalb, weil sie schon oft zum Einsatz gekommen ist: Z.B. viele dieser kleinen Blinkschaltungen an einem Partyanlass, verteilt in einem Raum auf vielen Tischchen mit dem Birnchen oben auf einem Flaschenhals einer leeren Weinflasche. Lustiger Effekt im abgedunkelten Raum. Man kann die Schaltung heute auch sehr klein mit SMD-Bauteilen und einer hellen LED mit Vorwiderstand realisieren. Man benötigt dann allerdings höhere Werte für R2 und R1, weil der LED-Strom niedriger als hier der Lampenstrom ist. Sollten sehr grosse Widerstandswerte (R2 >> 1 M-Ohm) nicht reichen, kann man die Gesamtstromverstaerkung mit einem Widerstand zwischen T1-Kollektor und und GND reduzieren, wie dies Bild 7 mit R7 zeigt. Man muss dies experimentell ermitteln. Dran denken, dass die Stromverstaerkung der Transistoren auch etwas temperaturabhängig ist!

Dazu einen lustigen und nützlichen Tip: Als Basler geht man (fast) an jeden Morgenstraich (Beginn der Fasnacht). Es ist 04:00h morgens an einem Montag, - Mäntig, wie der Basler sagt. Die Strassenlampen gehen aus und die Laternen leuchten in den kraeftigen und wunderschönen Farben. Aus alles Gassen "russen" die Trommeln und es ertönt das herrliche Pfeiffen der Piccolo. In dieser Dunkelheit muss man die kleinen Kinder irgendwie markieren, damit sie in der Riesenmenge von Leuten im Gedränge nicht verloren gehen können. Ich benutzte dazu einen typischen spitzigen Fasnachtszipfelhut und baute an der Spitze die Glühlampe und innerhalb des Hutes die kleine Leiterplatte mit der Elektronik und die Batterie ein. Etwa alle 2.5 s blitzt die kleine Lampe an der Spitze während etwa 50 ms hell auf, die man in der Dunkelheit des Morgenstraichs gut und weit sehen kann. Dieser optische Kindersicherungstrick eignet sich natürlich ebenso für andere Fas(t)nachts- oder Faschingsanlässe die am frühen Morgen oder in der Nacht beginnen oder einfach stattfinden. :-)

Noch zwei Hinweise betreffs Dioden. D1 dient als Verpolungsschutz beim Anschliessen der Batterie und sie reduziert die Betriebsspannung der Lampe etwas, das zu dessen Lebensdauer beiträgt. Diode Dx und Widerstand Rx braucht es hier nicht, weil die Batteriespannung nur 4.5 VDC, mit D1 sogar niedriger ist.



Der Knack-Generator

Wir benutzen die selbe Kippschaltung wie im Teilbild 4.1, allerdings mit einem kleinen Lautsprecher anstelle der Lampe. Jetzt blinkt's nicht mehr. Jetzt knackts und damit kommen wir dem Tongenerator, wie er im Print- und Verdrahtungstester zur Anwendung kommt, etwas näher. Mit diesem Knackgenerator soll etwas Wichtiges erklärt werden:

Zum einen ist die Spule des dynamischen Lautsprechers eine Induktivität, wenn auch auch nur eine sehr kleine mit einem überwiegend hohen ohmschen Seriewiderstand, ersatzschematisch betrachtet. Diese Induktivität erzeugt im Ausschaltmoment von T2 zwar eine sehr kurzzeitige Spitzenspannung, aber niemals die aperiodische Schwingung, wie sie in Teilbild 5.2 zum Ausdruck kommt. Diese entsteht durch das Ausschwingen der Lausprechermembran nachdem diese durch den Impuls angeregt wurde. Dieses Ausschwingen der Membran induziert in die Wicklung, die im schmalen Magnetspalt hin- und herschwingt, eine Wechselspannung mit Sinuscharakter, wie es im kleinen gestrichelten Rahmen angedeutet ist. Die Frequenz dieser Sinusschwingungen ist die Eigenresonanzfrequenz des Lautsprechers.

Man kann es experimentell selbst ganz leicht bestätigen: Man hält die Membran des Lautsprechers mit dem Daumen fest und man beobachtet auf dem Oszilloskopen wie die aperiodische Schwingung massiv gedämpft wird. Das ist das selbe, wie wenn ein elektrischer Resonanzkreis mit einem elektrischen Widerstand gedämpft wird. Hier ist es ein mechanischer Widerstand, - der leichte Daumendruck auf die Membrane des Lautsprechers.



Der Tongenerator

Teilbild 6.1 entspricht mit einem einzigen Unterschied Teilbild 5.1: Es ist der Wert von C. Er ist mehr als 1000 mal niedriger und somit schwingt die Kippschaltung ebenfalls mit einer mehr als 1000fach höheren Frequenz, - eben einer Tonfrequenz. Diese liegt bei etwa 400 Hz. Man kann für den vorliegenden Zweck auch andere Tonfrequenzen wählen. C einfach grösser oder kleiner wählen.

Bei dem vorliegenden Tastverhältnis von 1/100, gegeben durch R1 und R2, sieht man nur feine Nadelimpulse, würde man anstelle des Lautsprechers einen reinen ohmschen Widerstand steuern und am Oszilloskopen betrachten. Wenn man die Impulsfrequenz möglichst nahe an die Resonanzfrequenz des Lautsprechers oder einem Vielfachen desselben legt, erzeugt man zusätzlich eine konstante niedrige Sinusspannung. Die Amplitude der Impulse ist dabei wesentlich grösser. Dieses Signalgemisch hat zur Folge, dass dem Hörer ein breites Frequenzspektrum angeboten wird. Dies besonders dann, wenn die Impulsfrequenz gerade nicht in der Nähe der Resonanzfrequenz oder einem Vielfachen davon liegt, weil dann die einzelne Sinusschwingungen verzerrt werden. Wenn einem die "giftigen" Obertöne stören, kann man sie durch die Parallelschaltung eines Kondensators C1 zum Lautsprecher dämpfen. In der Schaltung in Bild 7 wird dies mit C2 getan.

Die Lautstärke und damit auch die Amplitude der Eigenschwingung wird durch das Tastverhältnis des Impulsgenerators bestimmt. Je geringer dieses ist, um so mehr Energie erhält der Lautsprecher und um so lauter tönt er. Wenn anstelle eines Widerstandes ein (Trimm-)Potmeter für R1 verwendet wird, lässt sich einfach und elegant die Lautstärke durch von Hand einstellen. In Bild 7 ist dies mit P2 realisiert.

Teilbild 6.2 zeigt etwa wie die Signalform aussieht, wenn die Impulsfrequenz des Oszillators etwa der Resonanzfrequenz des Lautsprechersystems (inklusive C1) entspricht. Das Zahlenbeispiel zeigt eine mittlere Lautstaerke.



Print- und Verdrahtungstester

Als RL-Komparator dient ein Oldy unter den Operationsverstärkern, der gute alte "741er". R1, R2 und R3 bilden einen Spannungsteiler, der die Betriebspannung der Batterie durch zwei teilt. In der Mitte zu diesen beiden Widerständen liegt R2, der aber so niederohmig im Verhältnis zu R1 und R2 ist, dass er nur sehr wenig Spannung erhält. Es sind bei einer Betriebsspannung von 9 VDC gerade etwa 9.4 mV. Mit P1 wird die Offsetspannung des Opamp eingestellt. Man stellt diese so ein, dass am Ausgang von Pin 6 gerade ein logisch HIGH-Signal (beinahe Betriebsspannung) anliegt, wenn RL einen Wert von etwa 1 Ohm oder etwas weniger hat. Nicht zu wenig, weil sonst die Leitungsprüfung, wegen eventuell zu hohem Übergangswiderstand der Messkontakte, nicht mehr sauber funktioniert.

R2 sollte vorzugsweise ein kleiner drahtgewickelter Leistungswiderstand von etwa 2 Watt sein. Warum dies? Ganz einfach: Sollte es geschehen, dass man mit den Prüfspitzen an eine Spannungsquelle gerät, verbrennt man nicht gleich diesen Widerstand. Verbrennt es nämlich diesen, ist womöglich die ganze Schaltung gefährdet!

Die nachfolgende Kippschaltung um T2 und T3 ist bereits erklärt, ausser R7 der die hohe Verstärkung der Schaltung etwas reduziert, der bisher bereits angedeutet ist. Die einzige Unbekannte ist die Ansteuerung mittels T1. Wenn die Messspitzen gerade keine Leitung prüfen oder sie liegen an einem Widerstand der höher ist als der mit P1 einstellte Schwellenwert (empfohlen 1 Ohm) oder die Messspitzen liegen an einem Halbleiterübergang, ist der Ausgang des "741" auf logisch LOW, also auf beinahe GND-Potential. Damit fliesst aus der Basis von T1 ein Strom der durch R5 begrenzt ist. Dieser schaltet T1 durch und schliesst die Basis-Emitter-Strecke von T2 kurz. Die Kippschaltung schwingt nicht, T2 und T3 sind offen und der Lautsprecher ist stromlos. In diesem Zustand fliesst nur gerade der Betriebsstrom durch den "741er" mit typisch 1.7 mA, der Querstrom durch R1, R2 und R3 mit etwa 0.9 mA und die Ströme durch R5 und R4 mit total etwa 0.1 mA. Bei Verwendung eines Lowpower-Opamp kann man den Stromverbrauch drastisch reduzieren. Beim TL061 sind es gerade noch 0.25 mA. Die Leerlaufstromsumme beträgt dann 1.25 mA, was der Betriebsdauer einer 9VDC-Alkalimangan-Batterie von etwa 2 Wochen entspricht. Abschalten bei Nichtgebrauch lohnt sich aber trotzdem.

Bei der Verwendung des TL061 hat P1 einen Wert zwischen 100 k-Ohm und 250 k-Ohm und zwischen dem Schleifer und GND muss ein Widerstand von einigen k-Ohm eingefügt werden. Man konsultiere und studiere am besten das Datenblatt von Texas Instruments.

Erkennt der Print- und Verdrahtungstester eine Leitung, liegt der Ausgang des "741er" auf logisch HIGH. Dies ist etwas weniger als die Betriebsspannung, wie bereits angedeutet. Damit T1 sicher öffnet, sorgt der Spannungsteiler aus R4 und R5 dafür, dass die Spannung über R4 wesentlich unterhalb der Basis-Emitter-Schwellenspannung des T1 liegt und T1 sicher geöffnet ist.

Der Elko C3 sorgt für eine niedrige Impedanz der Betriebsspannung. Das ist wichtig, weil sonst die relativ hohen kurzzeitigen Spitzenströme des Lautsprechers zu ebenso kurzen und wirksamen Spannungseinbrüchen der Betriebsspannung führen und die Funktion der Schaltung destabilisieren. Mit nur einem Elko, werden nur niedrig- bis mittelfrequente Frequenzanteile unterdrückt, was für die vorliegende Anwendung allerdings ausreicht. Wer es genau nehmen will, um auch noch höherfrequente Störsignalanteile zu unterdrücken, schalte parallel zu C3 einen Multilayer-Keramikkondensator mit einem Wert von etwa 100 nF. Damit die ganze Batteriespannung zur Verfügung steht, ist die Verpolungsschutzdiode D2 hier in Sperrrichtung parallel zur Batteriespannung geschaltet. Im Falle einer Falschpolung wird die Batterie kurzgeschlossen. Eine 9-VDC-Blockbatterie kann dabei eine 1A-Diode nicht zerstören.

Es fragt sich jetzt bloss noch, wozu es für den EIN/AUS-Schalter einen einpoligen Umschalter benötigt. Natürlich geht es auch mit bloss einem Arbeitskontakt. Der Umschalter hat den Vorteil, dass C3 über R12 sofort entladen wird. Ohne diesen kleinen Zusatz entladet sich C3 über die Schaltung nur langsam. Bei zu niedriger Spannung an C3 (Betriebsspannung) unterschreitet die Spannung über R4 die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1, T1 öffnet, der Tongenerator schaltet ein und es ertönt ein lästiges Gejaule bis C3 fast vollständig entladen ist. Mit diesem Umschalter lässt sich dies elegant vermeiden.