Vom Overload-Stromsensor zur
elektronischen Sicherung
Theorie: Teil I
Quelle der Idee
Fast jedes Jahr kaufe ich mir zur Sommerzeit das Halbleiterheft
von Elektor mit seinen über 100
Schaltungen, Ideen und Tipps. Betreffs Messung von Strömen auf einer
DC-Speisespannung gibt in der Schaltung Nummer 035 in der Ausgabe des
Jahres 2000 einen interessanten Beitrag mit dem Titel Rail-to-Rail-
und Over-the-Top-Opamp von Gregor Kleine. Zur Anwendung kommt der
ganz spezielle Operationsverstärker LT1783 von
Linear-Technology. Das Besondere an
diesem Operationsverstärker ist die Eigenschaft, dass die
Gleichtakt-Eingangsspannung wesentlich über der positiven
Betriebsspannung liegen darf. Wenn man sich dafür interessiert, frage
man bei Elektor nach.
Uns interessiert hier eine ganz andere Methode zum selben Thema. Es ist
die Schaltung Nummer 042 in der selben Elektor-Ausgabe mit dem Titel
Empfindlicher Overload-Sensor. Hier geht es nicht um Messung,
sondern um das elektronische Erkennen, wenn ein gewisser Strom
überschritten wird, mit dem ein Alarm oder die Abschaltung eines
Verbrauchers ausgelöst werden kann. Der Operationsverstärker arbeitet
als Komparator, wobei auch ein geeigneter Komparator in Frage kommen
kann. Bei dieser Anwendung führt das Gleichtaktsignal bis zur positiven
Betriebsspannung des Operationsverstärkers und man ist geneigt
anzunehmen, dass dies nur mit speziellen Operationsverstärkern mit
Rail-to-Rail-Eigenschaften möglich ist. Dies stimmt nicht, obwohl es
bleibt eine gewisse Restunsicherheit, auf die wir noch genauer eingehen
werden.
Die Elektor-Schaltung mit dem LF301
Wir befassen uns zunächst mit der Schaltung 042 aus dem Elektor-Halbleiterheft des Jahres 2000. Sie ist mit andern Bezeichnungen der Anschlüsse und einem andern Operationsverstärker hier in Bild 1 wiedergegeben:
Ich baute auf einem Testboard die Schaltung kurzentschlossen auf und
testete sie und ich staunte wie tadellos sie mit dem LF351 funktioniert.
Ich testete die Schaltung dann auch noch mit den etwas moderneren
BiFET-Operationsverstärkern LF356, TL071 und TL081 und mit dem bipolaren
"Grossvater" LM741 bzw. µA741 und mit dem LM301 und LM307. Die Schaltung
arbeitet einwandfrei. Ich testete die Schaltung mit reduzierter
Betriebsspannung an Pin 7 des Operationsverstärkers. Ich reduzierte
diese gegenüber +Ue zuerst um 0.2 VDC, in dem ich die Leitung an Pin 7
unterbrach und eine Germaniumdiode einfügte. Die Schaltung funktionierte
bei allen genannten Operationsverstärkern noch immer problemlos. Danach
erhöhte ich diese Spannungsdifferenz durch den Einbau einer
Silizium-Diode (Si-Diode). Der Spannungsunterschied zwischen +Ue und der
Betriebsspannung an Pin 7 erhöhte sich dadurch auf 0.6 VDC. Da
funktionierte die Schaltung bei allen Operationsverstärkern in
unterschiedlichem Mass nicht mehr richtig.
Natürlich blieb es bei diesem Experiment nicht bei Einzelversuchen pro
IC-Typ. Dank des vorhandenen Lagers gab es pro IC-Typ mindestens 20
Stück, die ich erfolgreich testete, wobei nicht immer alle vom selben
Hersteller waren. Allerdings: Trotz diesem erfolgreichen Versuch sind
diese Operationsverstärker keine echten Rail-to-Rail-Exemplare, was aus
den Datenblättern auch klar hervorgeht.Ich gehe weiter unten etwas näher
darauf ein!
Eine gewisse Grosszügigkeit in der Abweichung von bestimmten
Worstcasedaten ist alleine schon dadurch zulässig, weil der
Operationsverstärker "nur" als Komparator arbeitet. Es besteht daher
kein Anspruch auf hohe Linearität und in dieser Anwendung ebenso wenig
auf hohe Geschwindigkeit. Bevor wir noch ein Weilchen bei diesem Thema
ab Bild 2 bleiben werden, sei hier kurz die Funktionsweise von Bild 1
erklärt. Dazu gleich noch einmal Bild 1...
Wenn der Ausgang +Ua der Schaltung in Bild 1 unbelastet ist, ist die Spannung am invertierenden Eingang Pin 2 des Operationsverstärker OA identisch mit +Ue und somit auch mit der Betriebsspannung an Pin 7, denn es gibt über Rs keinen Spannungsabfall. Die Spannung am nichtinvertierenden Eingang Pin 3 ist um die Durchflusspannung der Schottky-Diode D1, also um etwa 250 mV, geringer als +Ue. Bei diesem Ungleichgewichtszustand ist Uc (c = control) auf beinahe GND, d.h. auf etwa +1.5 VDC gesetzt. Steigt der Laststrom am Ausgang +Ua und somit der Strom Is soweit an, dass der Spannungsabfall über Rs grösser wird als die D1-Durchflussspannung, so ändert sich die Polarität an den beiden Eingängen des Operationsverstärkers. Die Spannung am nichtinvertierenden Eingang wird positiver als am invertierenden. Der als Komparator beschaltete Operationsverstärker kippt an Uc auf beinahe +Ue, d.h. etwa 1.5 VDC unterhalb von +Ue, je nach Belastung von Uc. Uc kann verwendet werden um den Überlastzustand anzuzeigen oder man benutzt ihn um die Überlast mittels (Halbleiter-)Relais abzuschalten. Selbstverständlich kann man mit Uc nicht direkt ein Relais steuern und das richtige Funktionieren setzt voraus, dass der Überlastzustand gespeichert wird. Wie man so etwas realisiert, erfährt man in Teil II dieses Elektronik-Minikurses.
Operationsverstärker-Eingangsstufen
Dieser Abschnitt soll zeigen, warum die genannten Operationsverstärker sich für eine Anwendung eignen, wenn die Gleichtaktspannung auf dem Niveau der positiven Speisespannung liegt. Man bezeichnet eine solche Anwendung Highside-Anwendung oder Highside-Application. Die Anwendung beschränkt sich hier auf eine reine Komparatorfunktion. Messtechnische Auswertungen sind somit nicht möglich. Wir betrachten zunächst in Bild 2 die Eingangsstufe des bipolaren Operationsverstärkers LM741:
Bild 2 zeigt die typische NPN-Differenzeingangsverstärkerstufe des
längst betagten Operationsverstärkers 741, der jedoch noch immer häufig
zum Einsatz kommen muss, weil dies fällt auf, wenn man sich die
vielseitigen 741-Angebote im
Farnell-Katalog anschaut. Es
gibt andere bipolare Operationsverstärker mit ähnlichen
NPN-Differenzeingangsverstärkerstufen, wie z.B. der LM301, von dem noch
die Rede sein wird. Das Typische an diesen Stufen ist, dass die
Eingangsspannung am invertierenden oder nichtinvertierenden Eingang
mindestens um den Wert der Basis-Emitter-Spannung von T1 oder T2 über V-
liegen muss, damit diese Transistoren überhaupt arbeiten können, weil
sonst kein Basisstrom fliesst. Wegen der umgebenden Schaltung muss die
minimale Spannung jedoch höher sein. Es sind etwa 2 V. Ohne diesen
minimalen Spannungshub über V- ist der Operationsverstärker nicht
steuerbar.
Wie aber sieht es aus wenn man den invertierenden oder
nichtinvertierenden Eingang, also die Basen von T1 oder T2, auf die
gegenüberliegende Seite der Betriebsspannung nach V+ legt? Dadurch liegt
am Emitter von T1 oder T2 ein Spannungswert, der mindestens um seine
Basis-Emitter-Schwellenspannung und derselben von T3, der als Diode
geschaltet ist, niedriger als V+. Die Kollektor-Emitter-Spannung von T3
entspricht immer seiner Basis-Emitter-Schwellenspannung, weil die Basis
mit dem Kollektor verbunden ist. Die Kollektor-Emitter-Spannung von T3
hat also einen konstanten Wert, nämlich die einer Si-Diode.
Wird die Spannung an der Basis von T1 oder T2 über V+ hinaus weiter
erhöht, wird die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 oder T2 als wie
niedriger und wenn dadurch die konstante Kollektor-Emitter-Spannung von
T3 unterdrückt wird, hört die Steuerfähigkeit des Operationsverstärkers
auf. Daher darf der nicht- und der invertierende Eingang bestenfalls
wenige 100 mV den Wert von V+ übersteigen, weshalb ein Test mit einem
Wert von etwa 200 mV (Germanium-Diode beim Anschluss 7) gerade noch
funktioniert. Für einfache Komparatoranwendungen sind solche
Operationsverstärker highsidefähig.
Bild 3 zeigt eine einfache Differenzeingangsverstärkerstufe eines
BiFET-Operationsverstärkers. Es geht hier um den vielleicht ältesten
dieser Art, den LF13741. Er besteht aus einem 741-er mit einem
vorgeschalteten Differenz-JFET-Impedanzwandler, zwecks eines drastisch
höheren Eingangswiderstandes. Später folgten BiFET-Operationsverstärker
wie LF351, LF356, LF357, TL061 bis TL064, TL071 bis TL074, TL081 bis
TL084 und viele mehr. BiFET bedeutet, dass am Eingang JFETs zum Einsatz
kommen, aber der grosse Rest des Operationsverstärkers aus vielen
bipolaren NPN- und PNP-Transistoren besteht.
Wie bereits angedeutet, funktioniert die Highside-Stromsensorschaltung
auch mit diesen bekannten und traditionsreichen
BiFET-Operationsverstärkern. Warum dies so ist, wollen wir am LF13741,
wegen seiner einfachen Impadanzwandlerschaltung, in Bild 3, näher
betrachten. Es sei an dieser Stelle noch erwähnt, dass es zum LF13741
eine Applicationnote im Datenblatt mit dem Titel Supply Current
Indicator/Limiter gibt, die exakt Bild 1 entspricht. Dass dies
funktioniert wird im Diagramm Positive Common-Mode Input Voltage
Limit bestätigt!
Die beiden P-Kanal-Sperrschicht-FETs T1 und T2 arbeiten als
nichtspannungsverstärkende Impedanzwandler. Anstelle der üblichen
Sourcewiderstände sind Konstantstromquellen geschaltet, welche mit den
beiden P-Kanal-JFETs T3 und T4 realisiert sind. Konstante Stromquellen
haben gegenüber Widerständen den grossen Vorteil des hohen
differenziellen Innenwiderstandes. Dadurch werden
Sourcespannungsänderungen von T1 oder T2 praktisch nicht belastet, weil
sich der Strom nicht ändert und deshalb liegt die Verstärkung sehr nahe
bei 1, so wie es bei einer reinen Impedanzwandlung auch sein sollte. Es
gibt aber noch einen ganz anderen praktischen Grund weshalb man
Stromquellen den Widerständen vorzieht: Die Abmessungen auf dem
Silizium-Chip sind besonders bei hohen Widerstandswerten deutlich
geringer.
Betrachten wir den JFET T1 (invertierender Eingang) etwas näher. Was
geschieht wenn die Gatespannung von V- nach V+ verändert wird? Wenn die
Gatespannung nahe bei V- liegt, hat der Drain-Source-Widerstand von T1
einen sehr niedrigen Wert. Würde man mit der Gatespannung V- erreichen
oder sogar unterschreiten, fliesst ein Gatestrom. In diesem Zustand ist
der FET und damit der ganze Operationsverstärker nicht mehr steuerbar.
Verändert man die Gatespannung in Richtung V+ steigt der
Drain-Source-Widerstand von T1 dadurch, dass die Gatespannung stetig
leicht positiver wird als die Sourcespannung, beides gemessen gegen V-.
Damit die Konstantstromquelle mit T3 einwandfrei arbeitet, darf die
Spannung zwischen der Source von T1 und V- nur soweit ansteigen, dass
ein minimal notwendiger Spannungsabfall zwischen Drain und Source von T3
nicht unterschritten wird. Dieser Wert dürfte etwa bei 1 bis 2 V liegen.
Da jedoch die Gate-Source-Spannung von T1 zwecks Steuerung an diesem
oberen Ende, in der Nähe von V+, mindestens den selben Spannungswert
aufweisen muss, gleicht diese den Drain-Source-Spannungsabfall von T3
aus und daher ist es möglich, dass das Gate von T1 die Spannung von V+
annehmen darf und der Operationsverstärker trotzdem steuerungsfähig
bleibt. Auch hier vorausgesetzt, man stellt keine besonderen
Anforderungen an die Linearität des Operationsverstärkers, wie dies im
Falle der Komparatorfunktion auch der Fall ist. Wir haben hier also die
ähnliche Highside-Voraussetzung wie bei einem bipolaren
Operationsverstärker mit einer NPN-Differenzeingangsstufe, entsprechend
dem Beispiel des alten 741, LM307 oder LM301.
Bild 4 zeigt die typische PNP-Differenzeingangsverstärkerstufe des
legendären Quad-Operationsverstärkers LM324 oder
Dual-Operationsverstärkers LM358.
Aus der bisherigen Beschreibung zu Bild 2 mit der
NPN-Differenzeingangsverstärkerstufe wird schnell klar, dass solche
Operationsverstärker (Bild 4) nicht highside-, jedoch lowsidefähig sind.
Solche Operationsverstärker wären also in der Lage auf dem negativen
Betriebsspannungspegel V- als Lowside-Stromsensorschaltungen zu
arbeiten. Im Single-Betriebsspannungsmodus wäre dies dann die
GND-Speisung. Genau deswegen wurden diese Operationsverstärker mit den
PNP-Differenzeingangsverstärkerstufen auch entwickelt: Sie eignen sich
für den Singlesupply-Modus und so kann man sie auch leicht mit
Logikschaltungen kombinieren.
Kurz ein paar Worte zur Schaltung: Die Kaskadenschaltung von T1 mit T3,
bzw. T2 mit T4, macht die Eingänge auch mit bipolaren Transistoren sehr
hochohmig. T5 und T6 bilden eine typische Stromspiegelschaltung. Dadurch
erreichen T3 und T4 eine hohe Verstärkung. Der Ausgang des Kollektors
von T3 geht zur nachfolgenden frequenzgangkompensierten
Zwischenverstärkerstufe, die hier bloss mit einem Pfeil angedeutet ist.
Die Transistoren T1 und T2 welche auf die Eingänge folgen, können nur
dann arbeiten, wenn auch Basisströme fliessen können. Das heisst, dass
die maximale Spannung an diesen Eingängen mindestens den Wert um zwei
Basis-Emitter-Schwellenspannung plus einen minimalen Spannungsabfall an
der Stromquelle I niedriger sein muss als V+. Tatsächlich wird in einem
Anwendungshinweis (Applicationnote) für einen Current-Monitor von
National-Semiconductor auch
darauf hingewiesen, dass der Spannungspegel beim Messwiderstand
mindestens 2 V niedriger sein muss als V+.
Warnung: Ein wichtiger Hinweis!
Für den Leser, der eine Stromsensorschaltung dieser Art, in einer
Geräteserie realisieren will, sei allerdings, trotz meiner dutzendfachen
Versuche, gewarnt. Eine sehr hohe Funktionssicherheit kann nur dann
gewährleistet werden, wenn die Worstcasebedingungen des Datenblattes des
verwendeten Operationsverstärkers zu 100 Prozent eingehalten werden. Für
Selbstbauprojekte eignen sich die gezeigten Schaltungen, auch die in
Teil II, durchaus. Verwendet man z.B. den für
die Eingangsspannung gut dokumentierten LM301, arbeitet diese
Schaltung zuverlässig, weil gemäss Diagramm Input-Voltage-Range
die positive Eingangsspannung die positive Betriebsspannung erreichen
darf. Als Minimalwert in der Tabelle ist jedoch ein geringerer Wert
angegeben. Damit stellt der Hersteller sicher, dass er nicht belangt
werden kann, falls es in Geräteserien zu Problemen kommt. Ein
juristischer Aspekt schwingt hier mit, weil die Angabe in der Tabelle
Electrical Characteristics hebt den Inhalt des eben erwähnten
Diagrammes logisch auf und dies macht im Grunde keinen Sinn. Dass ein
Operationsverstärker mit einer eingangsseitigen NPN-Stufe eine
Eingangsspannung bis in den Bereich der positiven Betriebsspannung
zulässt, ist logisch nachvollziehbar. Dies gilt beim LM301 allerdings
nur bis zu einer Betriebsspannung von ±15 VDC, bzw. +30 VDC im
Single-Supply-Modus. Um dies zu verstehen, muss man sich das Datenblatt
zum LM301 (LM101) besorgen und studieren. Der preiswerte LM301 ist bei
Farnell leicht erhältlich
(Stand: November 2005).
Fazit: Will man jedoch auf Nummer Ganz-Sicher gehen, muss man echte
Rail-to-Rail-Operationsverstärker benutzen, die es aber vorwiegend nur
in der CMOS-Ausführung und dies hauptsächlich für niedrige
Betriebsspannungen gibt, - wobei mit einem kniffligen Trick würden sich
Schaltungen mit solchen Operationsverstärkern auch bei höheren
Betriebsspannungen einsetzen lassen. Dies wird hier aber nicht weiter
thematisiert.
Es gibt eine alternative Möglichkeit, nämlich die, eine zusätzliche
Hilfsbetriebsspannung für den Operationsverstärker zu erzeugen, die um
einige Volt über der positiven Spannung liegt, die stromüberwacht werden
soll. Dies hat den Vorteil, dass man beliebige Operationsverstärker und
Komparatoren einsetzen kann. Bei einem Netzteil mit Netztrafo ist dies
etwa ebenso leicht zu bewerkstelligen wie bei Batteriebetrieb oder mit
einer andern DC-Spannungsquelle, bei der auf keine sekundäre AC-Spannung
zugegriffen werden kann, wie z.B. bei einem Schaltregler. Beim Netztrafo
mit Gleichrichterschaltung kann man eine zusätzliche Gleichrichtung mit
Spannungsverdoppler realisieren und danach mittels einer Z-Diode die
Spannung auf wenige Volt über der Betriebsspannung, dessen Strom
überwacht werden soll, begrenzen. Siehe dazu das Kapitel
Netzgleichgerichtete Spannungsverdopplung im Elektronik-Minikurs
Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes.
Für die hier diskutierte Anwendung muss die mit einem Rechteckgenerator
verdoppelte Spannung mittels Z-Diode auf eine konstante Spannung von
einigen Volt über der positiven Betriebsspannung +Ue begrenzt werden, die
dann den Operationsverstärker, von dem hier die Rede ist, versorgt. Man
betrachte dazu Bild 5:
RG ist ein Rechteckgenerator mit einer Amplitude in der Grösse der Betriebsspannung +Ue, wenn die Schaltung in CMOS realisiert ist. Die einfachste Methode besteht in der Verwendung CMOS-Timer-IC LMC555 von National-Semiconductor oder TLC555 von Texas-Instruments. C1 und D1 verschieben den Low-Pegel der Rechteckamplitude nach +Ue. Dadurch erreicht der High-Pegel, abzüglich der Durchfluss-Spannung von D1, etwa die doppelte Spannung von +Ue. D2 und C2 dienen der Gleichrichtung und Glättung. Über C2 liegt, abzüglich beider Diodenfluss-Spannungen von D1 und D2 etwa die doppelte DC-Spannung von +Ue. Wenn +Ue niedrig ist, empfiehlt sich die Verwendung von D1 und D2 Schottky- statt Si-Dioden, damit der Spannungsabfall geringer ist. Im Falle von Si-Dioden eignen sich die Signaldioden 1N914 oder 1N4148, da der Strom sehr gering ist. Für die Überspannung für den Betrieb des Operationsverstärker genügen einige wenige Volt über +Ue. Dies erreicht man mit R2 und Z, wobei in der Regel eine Z-Diode mit 4.7V oder 5.1V die richtige Wahl ist. R2 richtet sich nach dem Stromverbrauch des OA. Wenn dabei der Strom durch die Z-Diode noch etwa 1 bis 2 mA beträgt, ist die Wahl von R2 richtig. C3 dient der zusätzlichen Glättung der DC-Spannung. Eine genaue Beschreibung dieser Methode mit einem praktischen Beispiel liest man im Elektronik-Minikurs:
Einstellbare Highside-Stromsensorschaltung
Im Vergleich zu Bild 1 hat es anstelle von R1 eine Konstantstromquelle, bestehend aus T1, R1, R2 und einer LED. Wie diese weitgehend temperaturkompensierte Konstantstromquelle funktioniert, liest man im Elektronik-Minikurs:
Im Vergleich zu Bild 1 hat es anstelle der einigermassen
spannungsstabilisierenden Schottky-Diode D1 das Trimmpotentiometer P1.
Die an P1 abfallende Spannung ist wegen der Konstantstromquelle
ebenfalls stabil. Wenn durch den Laststrom an +Ua der Spannungsabfall an
Rs grösser wird als über P1, kippt Uc von beinahe GND- auf beinahe +Ue.
Die Funktion von Bild 5 entspricht der von Bild 1, jedoch mit drei
entscheidenden Vorteilen:
1.
Mit P1 kann die Kippschwelle des Laststromes exakt eingestellt werden.
2.
Die Stromquelle ist weniger temperaturemfindlich als die Schottky-Diode,
vorausgesetzt der konstante Strom und die Kollektor-Emitter-Spannung von
T1 verursachen eine so geringe Verlustleistung (10-mW-Bereich), dass T1
sich nicht nennenswert erwärmt. Änderungen in der Umgebungstemperatur
werden durch T1 und LED weitgehend kompensiert.
3.
Mit der Schottky-Diode als Referenzspannung ist der Spannungsabfall bei
Volllast fix vorgegeben. Durch die Wahl von Rs, P1 und
IKONSTANT kann man den Spannungsabfall über Rs sehr
klein wählen. Dies verursacht weniger Verlustleistung und verbessert den
Wirkungsgrad. Falls Bedenken aufkommen, dass es schwierig sei sehr
niederohmige Widerstände zu kaufen, so sei man beruhigt. Es gibt solche
in SMD-Ausführung mit Werten bis minimal 10 Milli-Ohm auch in geringen
Stückzahlen bei
Farnell (Stand: Dezember 2005).
Elektronische Sicherung
Den zweiten Teil, eine nachbaubare praktische Schaltung, gibt es in einem speziellen Elektronik-Minikurs über elektronische Sicherungen: