Defekte Abschirmung?
Ein spezieller Kabeltester!
Einleitung
Im Oktober des Jahres 2007 stellte jemand im Diskussionsforum des ELektronik-KOmpendium "das ELKO" die Frage, ob es eine praktikable Möglichkeit gäbe, elektronisch eine vom Anschlussstift eines Steckers getrennte Abschirmung eines abgeschirmten Kabels zu testen. Die Stelle der Abtrennung und der Abschirmung sind nicht zugänglich, weil das Kabel mit dem Plastikstecker vergossen und am andern Ende des Kabels die Abschirmung nicht zugänglich ist. Für den Test komt nur eine Methode in Frage, bei der der Kunststoffmantel des Kabels an keiner Stelle verletzt werden darf. Bild 1 illustriert diese Situation von Kabel und Stecker:
Dieses Problem reizte mich, in Richtung einer kapazitiven Messmethode
eine Lösung zu finden. Es begann damit, dass ich auf dem Isoliermantel
eines abgeschirmten Kabels eine Drahtwicklung aufbrachte und das eine
Ende abisoliert an ein Oszilloskop anschloss. Der Signalanschluss am
Stecker verband ich mit dem Signalausgang eines Sinusgenerators und dazu
kam die Verbindung der beiden elektrischen Massen (GNDs) des
Oszilloskopen und des Sinusgenerators. War die Abschirmung des Kabels
über den Stecker mit der Generatormasse verbunden, zeigte sich am
Oszilloskopen keine AC-Spannung. Also so wie ich es erwartete, weil die
Abschirmung schliesslich auch von innen nach aussen wirkt. Durch die
Verbindung mit GND, kann kein elektrisches Signal auf dem Signalleiter
des Kabels nach aussen dringen. Ist diese Abschirmung jedoch
unterbrochen, fliesst ein AC-Strom durch die Kapazität zwischen
Signalleiter im Kabel und dem aufgewickelten Draht. Die Spannung, die
man bei genügend hoher Frequenz am Oszilloskopen misst, ergibt sich aus
der AC-Spannung des Generators und aus dem Verhältnis der Kapazität
zwischen Signalleiter im Kabel und des aufgewickelten Drahtes und der
Eingangsimpedanz beim Oszilloskopen plus den kapazitiven Verlusten durch
den "wilden" Versuchsaufbau. Auf diese Weise bildet sich hauptsächlich
ein kapazitiver Spannungsteiler, den wir anschliessend etwas genauer
betrachten werden. Die Klarheit darüber, dass diese Methode
funktioniert, motivierte mich diesen Elektronik-Minikurs zu realisieren
und dies mit einer einfachen und praktischen Testschaltung abzurunden.
Die Schaltung beruht auf einem Versuch mit einem typischen BNC-Kabel.
Bei andern abgeschirmten Kabeln, empfiehlt sich auf jedenfall zuerst ein
kleiner Versuchsaufbau, bevor man die defintive Schaltung realisiert.
Grosse Abweichungen der Parameter wird es kaum geben, wenn die
Kapazitätverhältnisse, von denen hier ergiebig die Rede sein wird,
ähnliche Werte haben.
Wer nicht weiss was ein BNC-Kabel ist oder nicht nach der Bezeichnung
kennt, vermutlich aber schon gesehen hat, hier ist ein Link mit Foto:
Der Weg ist auch ein Ziel - ein Lernziel
Bild 2 kommt der kapazitiven Messmethode ein Stück näher. Im Unterschied
zu Bild 1 liegt um die Mantelisolierung des abgeschimten Kabels ein
kleines Stück Metallrohr, z.B. aus Aluminium. Bei meinen Tests benutzte
ich, wie bereits angedeutet, ein typisches BNC-Kabel mit seinem ebenso
typischen Wellenwiderstand von 50 Ohm. Es sei gleich vorweggenommen,
dass dieser Wellenwiderstand bei der vorliegenden Anwendung keine
praktische Rolle spielt, da wir es mit relativ niedrigen Frequenzen, mit
wenigen 100 kHz, zu tun haben. Was zählt ist die Kapazität zwischen
Abschirmung A und Signalleiter S (CAS) und die
zwischen Metallrohr M und Abschirmung A (CMA).
Diese beiden Kapazitäten sind in Serie geschaltet und daraus resuliert
die Kapazität zwischen Metallrohr M und Signalleiter S
(CMS). Die Formel zeigt wie CMS
berechnet wird. Das typische BNC-Kabel ist einandrig. In allen Bildern
mit Skizzen eines abgeschirmten Kabels, ist ein zweiadriges abgebildet.
Dies soll zeigen, dass die hier gezeigte Methode auch mit einem
mehradrigen abgeschirmten Kabel selbstverständlich funktioniert. Um die
Kapazität zu maximieren, sollte man die Anschlüsse aller Signalleitungen
für den Test vorzugsweise parallelschalten. Dies erfolgt natürlich an
der Buchse der Testschaltung wo der Stecker mit dem abgeschirmten Kabel
eingesteckt wird.
Die Kapazitätswerte sind ein Beispiel aus meinem Experiment mit einem
BNC-Kabel und der angegebenen Abmessungen des Metallrohres (Bild 2
rechts). Bei der Verwendung von anderen abgeschirmten Kabeln, weichen
die Werte von diesem Beispiel ab, sie sind jedoch ähnlich. Wenn sich
CMS als zu niedrig herausstellt, muss das
Metallrohr eben etwas länger sein. Wo sich das Metallrohr auf dem Kabel
befindet, spielt, betreffs CMS, keine Rolle.
Günstig, bezüglich Kapazitätsmaximierung, wirkt sich ein minimaler
Innendurchmesser des Metallrohres aus. Ideal ist es, wenn man das Kabel,
leicht anliegend an der Rohrinnenseite, gerade noch leicht
hindurchschieben kann. Eine Alternative zum Rohr ist vielleicht ein
U-Profil. Siehe dazu das Kapitel "Mechanischer Aufbau".
Teilbild 3.2 zeigt uns ein Ersatzschema mit den Teilkapazitäten und weshalb es keine Testspannung UM geben kann, wenn die Abschirmung intakt ist. UM hat die Doppelbedeutung für Spannung am Metallrohr und für Mess-Spannung. Generator G liefert den AC-Strom IG durch CAS und danach zurück zum GND-Anschluss des Generators G und des Messgerätes, das durch Ri und Ci abstahiert ist. Die Abschirmung A hat GND-Potenzial, genau so wie UM über Ri und Ci (Ci AC-mässig betrachtet). Deshalb gibt es zwischen M und A kein elektrisches Wechselfeld. Ein Stromfluss IG durch CMA ist nicht möglich. Ob an UM, bei intakter Abschirmung, wirklich kein Strom I G fliesst, oder ob parasitäre Effekte die Praxis anders als diese Theorie erscheinen lassen, werden wir im Kapitel "Die Testschaltung, wichtige Details" noch erfahren.
Teilbild 3.3 unterscheidet sich von Teilbild 3.2 nur darin, dass die Abschirmung A mit GND im Stecker unterbrochen ist. Siehe BREAK! in Teilbild 3.3. In diesem Fall fliesst IG auch ungehindert durch die kapazitive Kopplung zwischen Abschirmung A und Metallrohr M und von dort zum Anschluss UM und dann über die Eingangsimpedanz des Messgerätes, gegeben durch Ri und Ci, zurück zu GND. Der Strom IG erzeugt über Ri und Ci die Messspannung UM.
Bild 4 wiederholt funktionell Teilbild 3.3 mit dem Unterschied, dass
hier anstelle des Ersatzschema mit den Kapazitäten, das abgeschirmte
Kabel, integriert in den prinzipiellen Messaufbau, skizziert ist. Mit
dem Signalgenerator G wird eine geeignete Spannung von z.B. 5 VAC
erzeugt. Es kommt hier ein Sinus-Generator zum Einsatz. Es darf aber
ebenso ein Rechteckgenerator sein, der wesentlich leichter zu
realisieren ist. Bild 5 geht darauf ein. Als Messinstrument ist hier ein
einfaches Zweistrahl-Oszilloskop im Einsatz. An U1 (Kanal A) lege man
die Generator-Ausgangsspannung und an U2 (Kanal B) die Spannung am
Metallrohr. U2 entspricht UM. Synchronisiert wird
das Oszilloskop auf Kanal A (U1). U2 ist wegen der stets niedrigen
Koppelkapazität CMS (hier 30 pF) relativ hochohmig.
Das bedeutet, dass die Verbindung zwischen Metallrohr und U2 möglichst
kurz sein soll, damit diese Leitung nicht unnötig
50Hz/100Hz-Brummspannung und/oder andere Störspannungen aus der Umgebung
einkoppelt. 230-VAC-Kabel sollten sich besser nicht all zu nahe an der
Messanordung aufhalten.
An U2 liest man eine Spannung von weniger als 2.5 VAC, wenn die
Abschirmung A unterbrochen ist. Wie kommt es zu dieser Spannung? Ganz
einfach, CMS (hier 30 pF) liegt in Serie zu Ci2
(hier 25 pF). Diese beiden Kapazitäten sind etwa gleich gross. Sie
würden also etwa eine Spannungsteilung von 0.5 ausmachen, also etwa 2.5
VAC an U2 und keinesfalls weniger. Es ist aber weniger und die Ursache
dafür ist, dass das Metallrohr auch eine Kapazität zur äusseren
Umgebung hat. Das selbe gilt für die Verbindungsleitung von M nach U2.
Dieser Effekt wird mit Cx in der kleinen Ersatzschaltung im punktierten
Rahmen, oben links, illustriert. Weil Ri2, bezüglich der Reaktanz von
Ci2, bei einer mittelhohen Frequenz im 100-kHz-Bereich, viel zu
hochohmig ist, kann Ri2 bei dieser Anwendung vernachlässigt werden.
Die Verbindungsleitung von M nach U2 darf keinesfalls abgeschirmt sein,
weil eine solche M-U2-Signalleiter/Abschirmung-Kapazität viel zu hoch
wäre. Die Spannung an U2 wäre dann viel zu niedrig. Hat man ohne eine
solche Abschirmung Störprobleme, muss man den Messaufbau in einem
geerdeten Metallgehäuse unterbringen. Dieses Gehäuse sollte nicht zu
klein sein, damit die relativ grossen Abstände zum Messaufbau nur sehr
niedrige ableitende Koppelkapazitäten bewirken. Trotz der vielen Geräten
und einer Lampe in der Nähe, welche mit 230VAC betrieben werden, war bei
meinen Versuchen ein solcher Aufwand, eine Art Mini-Faraday-Käfig, nicht
im Geringsten notwendig!
Damit wäre eigentlich fast alles geklärt. Was fehlt, ist noch die
Signalfrequenz. Wie hoch soll die sein? Mindestens so hoch, dass das
passive Hochpassfilter aus CMS und Ri2, die
Spannung an U2 nicht signifikant dämpft. Die Grenzfrequenz dieses
Hochpassfilters liegt bei nur etwa 5 kHz. Eine Generatorfrequenz von 20
kHz würde also ausreichen. Reduziert man Ri2 um einen Faktor 10, was den
Signal/Störabstand um etwa einen Faktor 10 verbessert, liegt die
Hochpass-Grenzfrequenz bei 50 kHz und es empfiehlt sich eine
Generatorfrequenz von 200 kHz. Es darf aber auch mehr sein. Die
Reduktion des Eingangswiderstandes um einen Faktor 10 erreicht man in
Bild 4 mit einem Widerstand von 100 k-Ohm parallel zum Eingang zwischen
U2 und GND.
Das definitive Ziel, die Testschaltung
Für die Freunde des 555-Timer-IC, dieses IC kommt hier ideal zum
Einsatz! Es ist natürlich die CMOS-Version LMC555 ursprünglich
National-Semiconductor oder TLC555 von Texas-Instruments. Beide Typen
werden aktuell hergestellt von
Texas-Instruments.
Der LMC/TLC555 (bedeutet: LMC555 oder TLC555) arbeitet hier als
Rechteckgenerator mit einer Frequenz von etwa 400 kHz. Nebenbei erwähnt,
es gibt von mir einige
Elektronik-Minikurse
mit dem LMC/TLC555. Es sind dies
Positive Zusatzspannung mit dem LMC555,
Der 555-CMOS-Timer, auch für lange Zeiten,
555-CMOS: 50%-Duty-Cycle-Generator
und
555-CMOS-Monoflop: Re-Triggerbar!.
Der Ausgang des Generators (IC:A) speist die Signalleitung(en) S im
abgeschirmten Kabel und der GND des Generators ist mit dem Anschluss der
Abschirmung A verbunden. Wir wissen jetzt, wenn die Abschirmung korrekt
mit dem zugehörigen Steckeranschluss verbunden ist, ist U2 am Metallrohr
spannungsfrei. Wegen R2 hat U2 in diesem Fall GND-Potenzial, ebenso das
Gate des Klein-MOSFET T (BS170) wegen R3. T ist offen und LED
Error leuchtet nicht. Ist der Anschluss zur Abschirmung A defekt,
liegt an U2 eine AC-Spannung mit der Frequenz von 400 kHz. D1 agiert als
Pegelsgifter und und D2 als Einweggleichrichter. C4 glättet die
rechteckförmige Rippelspannung praktisch aus, weil die
R3C4-Zeitkonstante mit 1 ms 400 mal grösser ist als der Reziprokwert der
Generatorfrequenz. Die gleichgerichtete und geglättetet DC-Spannung am
Gate des MOSFET T schaltet diesen ein, die LED wird mit Strom versorgt
und leuchtet.
Die Testschaltung, wichtige Details
Warum ein MOSFET (N-Kanal)? Er ist am Eingang extrem hochohmig und dies
bedeutet, man hat bei der Wahl von R3 (Bild 5) einen grossen
Freiheitsgrad. Die relativ hohe Gate-Source-Schwellenspannung erlaubt
eine gute Trennung zwischen den Bereichen ein- und ausgeschaltet, und
dies bei sehr geringem Aufwand. Eine bipolare Alternative mit einem
Darlington (NPN) eignet sich, betreffs beider Argumente, wesentlich
schlechter.
Bild 6 zeigt die Transfercharakteristik des MOSFET BS170 (T). Für den
praktischen Einsatz gilt die Aussage, dass dieser MOSFET bei einer
Gate-Source-Spannung UGS oberhalb 2 V, mit einem
sehr kleinen Strom, zwischen Drain und Source ID zu
leiten beginnt. Bei 3 V kann man mit einem Strom von 20 mA rechnen,
geeignet für den Betrieb einer LED. Allerdings ist dabei der
Drain-Source-Widerstand RDS zu kritisch, weil der
MOSFET bei diesem Verhältnis von Drainstrom zur Gate-Source-Spannung zur
Stromsättigung neigt. Damit eine LED mit Vorwiderstand für eine
bestimmte Betriebsspannung, mit einem Strom von 20 mA sicher arbeitet,
empfiehlt sich eine Gate-Source-Spannung von 3.5 bis 4 V, damit der
Drain-Source-Widerstand sicher niederohmig genug ist. Diese Spannung
darf aber auch höher sein bis etwas unterhalb des Datenblatt-Limit. So
ist der FET mit einem niedrigen Drain-Source-Widerstand sicher
eingeschaltet. Möchte man mehr zur Stromsättigung erfahren, empfiehlt
sich das Datenblatt zum BS170, z.B. von "Fairchild Semiconductor". Man
beachte dort das Diagramm "On-Region Characteristics".
Bild 7 wiederholt ein Teil der Schaltung von Bild 5 und ist mit den
beiden Kästen ABSCHIRMUNG OKAY und ABSCHIRMUNG DEFEKT
erweitert. Vom Ausgang des Generators IC:A sind Strompfeile in Richtung
Signalleitungen S gezeichnet. Die Stromstärke ergibt sich hauptsächlich
aus der Kapazität zwischen Abschirmung A und Signalleitungen S, der
Spannung U1 und der Generatorfrequenz. Also fliesst der selbe Strom
zurück zum GND. Die Abschirmung A hat, bei dieser intakter Verbindung
zwischen Abschirmung und GND, GND-Potential, - sollte man meinen.
Nun, wenn man es sich so leicht macht und einen einfachen
Rechteckgenerator einsetzt, der, zusätzlich zum IC, nur zwei passive
Bauteile zur Frequenzerzeugung benötigt, muss man sich im Klaren sein,
dass so ein Rechtecksignal steile Flanken hat, dessen Frequenzspektrum
weit in den 10-MHz-Bereich reicht. Für diese hohen Frequenzanteile wirkt
eine Leiterbahn oder ein Stück Draht als parasitäre Induktivität. Diese
bildet in Verbindung mit der parasitären Kapazität, zwischen dieser
Leitung und der Abschirmung zur Umgebung, einen Resonanzkreis, der durch
die steilen Flanken angeregt wird und danach aperiodisch abklingt, wie
dies der Kasten ABSCHIRMUNG OKAY mit U2' illustriert. Diese
Schwingungspakete übertragen sich über die Kapazität zwischen Metallrohr
und Abschirmung auf U2. Die Ampltituden dieser Schwingungspakete liegen
symmetrisch zum GND-Pegel, wenn D1 und D2 in der Auswertschaltung noch
fehlen. Eingebaut, "drückt" D1 die Schwingungspakete in den Bereich der
postiven Spannung, weil D1 sehr viel niederohmiger (dynamisch) ist als
R2. Diese DC-Offsetspannung bewirkt nach der Einweggleichrichtung durch
D2 eine höhere DC-Spannung, die em MOSFET zur Verfügung steht. Die
Gate-Source-Spannung UGS von T wird im Diagramm als
gleichgerichtete Schwingungspakte, oberhalb der GND-Linie, gezeigt. So
zeigen sich das Schwingungspakete ohne C4. Mit C4, in der Grössenordnung
von 1 nF, wird die Gate-Source-Spannung praktisch auf den
Spannungsspitzenwert geglättet (siehe DC-VOLTAGE mit C4).
Diese gleichgerichtete und geglättete Spannung - es ist eine
Störspannung! - darf maximal nur etwa 1 VDC oder ganz wenig mehr
erreichen, damit T ganz sicher noch gesperrt bleibt. Wir haben
schliesslich den Zustand der intakten Abschirmung. Besser ist es diese
Schwingungspakete zu minimieren. Das kann man, in dem man dafür sorgt,
dass die GND-Verbindungen so niederimpedant wie möglich realisiert sind
und dieses Ziel erreicht man am einfachsten mit einem GND-Plane auf der
einen Seite des PCB-Boardes, auf dem sämtliche GND-Verbindungen zur
Schaltung und Speisung erfolgen. Bereits wesentlich einfachere Versuche
auf einem Demoboard führten bereits zum Erfolg. Dabei musste ich dafür
sorgen, dass keine GND-Strom-Schlaufe eine HF-Spannung in die
Auswertschaltung einkoppelt. Man muss darauf achten, wo der HF-Strom bei
intakter Abschirmung hindurchfliesst, nämlich so, dass er für den
Eingang (U2) der Auswertschaltung, möglichst keine Spannung erzeugt. Es
läuft auf das hinaus, dass +Ub und GND der Speisung möglichst nahe bei
der Generatorschaltung erfolgt und ebenso der Abblockkondensator C3.
Der Kasten ABSCHIRMUNG DEFEKT zeigt die Signale U2 und
UGS ohne C4. Bei U2 sieht man das typische
Verhalten eines passiven Hochpassfilter für das Passieren einer
asymmetrischen Rechteckspannung von +Ux und GND nach ±Ux/2. x steht
dafür, dass die Spannung unbekannt ist, weil CMS
wirkt mit der parasitären Kapazität des Metallrohres und der Zuleitung
zur Schaltung gegenüber dem Umfeld und der Eingangskapazität der
Messschaltung als Spannungsteiler. So kann es leicht sein, dass +Ux
weniger als halb so gross ist als +Ub, obwohl der Ausgang des LMC/TLC555
den vollen Pegel zwischen +Ub und GND, weil CMOS, liefern kann. Darum
empfiehlt sich ein sorgfältiger Aufbau, um unnötige parasitäre
Kapazitäten an U2 zu vermeiden. Etwas mehr zum Aufbau liest man im
Kapitel "Mechanischer Aufbau".
Im Kasten ABSCHIRMUNG DEFEKT stellt man im zweiten Diagramm fest,
dass mit der Pegelverschiebung mittels D1, der LOW-Pegel der
Rechteckspannung leicht unterhalb der GND-Linie bleibt. Das hat ganz
einfach damit zu tun, dass D1 nur im leitenden Zustand am
Umladungsvorgang von CMS beteiligt ist und das ist
dann nicht mehr der Fall, wenn die Spannung an D1 im leitenden Zustand
die Diodenflussspannung von 0.65 V mit einer Silizium-Diode (1N914,
1N4148) oder 0.25 V mit einer Germanium-Diode (1N270) unterschreitet.
Bei dieser kleinen Spannung wirkt nur noch R2. Bild 5 weist auf die
beiden Diodentypen hin, wobei angedeutet ist, dass die Germanium-Diode
nur dann Sinn macht, wenn für +Ub eine 9-VDC-Blockbatterie zum Einsatz
kommt, weil dann +Ux minimal höher ist und dadurch die
Betriebssicherheit bis zur entladenen Batterie etwas verbessert.
Welche Betriebsspannung soll es sein? Bei meinem einfachen
Versuchsaufbau, stellte ich fest, dass ein Batteriebetrieb mit einer
9-VDC-Blockbatterie möglich ist, webei ich CMS von
30 pF auf 15 pF reduziert habe. Reduzierte ich +Ub von 9 VDC auf 6.3 VDC
(Entladespannung der Batterie), funktionierte die Schaltung noch knapp.
Auf Grund zu knapp gewordener UGS, leuchtete die
LED leicht dunkler, als sie bei etwa 6 VDC bei gleichem Vorwiderstand
leuchten würde. Dass dem so war, merkte ich leicht daran, wenn ich mit
einem Finger nur schon in die Nähe des Metallrohres oder der U2-Leitung
kam, verdunkelte sich die LED sehr empfindlich, was eben damit zu tun
hat, dass diese Beinahberührung eine zusätzliche AC-stromableitende
Kapazität bildet. Es ging da um Grössenordnungen um maximal ein oder
vielleicht wenige Picofarad. Die besten Resultate erziehlt man, wenn man
die maximal zulässige Betriebsspannung des LMC/TLC555 ausnutzt und das
sind +15 VDC, oder zumindest +12 VDC. Beide Spannungswerte sind okay,
wenn sie stabil sind, also keine sinkende Batteriespannungen sind. Ein
kleines Steckernetzteil reicht dafür aus.
Auswertungs-Alternativen
Die folgenden drei Auswertschaltungen sind nicht praxiserprobt. Da sie
jedoch sehr einfach sind, funktionieren sie mit hoher
Wahrscheinlichkeit. Diese drei Auswertschaltungen sind hier, mit der
Generatorschaltung, mit +12 VDC betrieben. Selbstverständlich
funktionieren sie ebenso mit +15 VDC oder mit +9 VDC. Bei dieser
Spannung allerdings mit den Einschränkungen wie sie in Kapitel "Die
Testschaltung, wichtige Details" beschrieben sind.
Teilbild 8.1 unterscheidet sich von der Auswertschaltung in Bild 5 nur
dadurch, dass ein weiterer MOSFET T2 des selben Typs mit einer weiteren
LED zum Einsatz kommt. Damit wird ERROR (rote LED) oder OKAY (grüne LED)
angezeigt. Anstelle eines zweiten MOSFET T2 ist auch ein kleiner
Darlington des Typs BC517 vorstellbar. Dann darf man allerdings nicht
vergessen einen Basis-Vorwiderstand mit einem Wert von 470 k-Ohm
einzufügen. Warum ein Darlington und kein einfacher Transistor, liest
man im nächsten Abschnitt.
Teilbild 8.2 unterscheidet sich von Teilbild 8.1 dadurch, dass eine
Bi-Color-LED im Einsatz ist. Die Schaltung von Teilbild 8.1 kommt nicht
in Frage, weil eine Bi-Color-LED stets mit einer gemeinsamen Kathode
arbeitet. Deshalb der Einsatz von zwei zusätzlichen PNP-Transistoren,
wobei T3 ein Darlington sein muss, weil der sonst etwas zu hohe
T3-Basisstrom die LED ERROR schwach leuchten lässt, während nur
die LED OKAY leuchten darf. Die beiden integrierten LEDs werden
ebenfalls mit etwa 20 mA betrieben und das setzt einen T2-Basisstrom von
knapp 1 mA voraus. Dies ergibt eine Stromverstärkung von etwa 20 bis
30, was für einen bipolaren Kleintransistor im geschalteten
Zustand realistisch ist. Der T1-Drainstrom, definiert durch die
Betriebsspannung von +12 VDC, R4 und R5 ergibt etwa 5 mA.
RDS_on vernachlässigen wir. Ist der FET T1
eingeschaltet, fliesst durch R5 ein Strom von etwa 3 mA und 2 mA bleiben
für den T2-Basisstrom. Erhöht sich RDS_on soweit,
dass wegen Reduktion des T1-Drainstromes die Spannung über R5 die
Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 unterschreitet, fällt der Basis-
und Kollektorstrom von T2 relativ steil ab und LED ERROR erlischt
ebenso leicht, so wie LED OKAY mit dem Leuchten einsetzt. Weil T3
ein Darlington ist, ist der T3-Basisstrom mit R7 so niedrig
dimensioniert, dass LED ERROR nicht zum sichtbaren Leuchten
angeregt wird. Anstelle des BC516 für T3 können auch zwei der beliebigen
PNP-Transistoren als Darlington verwendet werden. Da die beiden LED's
getrennte Vorwiderstände, R6 und R8, haben, kann man die Leuchtkraft der
beiden LEDs anhabhängig definieren. Z.B. ERROR heller als
OKAY.
Teilbild 8.3 ist ein ganz anderer Ansatz. Es kommt ein Komparator zum
Einsatz, wobei sich auch ein Opamp eignet, da es ein sehr langsamer
Vorgang ist. Wichtig ist, dass der Eingang in der Funktion als
Komparator sehr hochohmig ist. Dafür eignet sich ein Komparator oder
ein Opamp mit JFET- oder MOSFET-Eingangsstufe. Dazu kommt, dass der
Eingangs-Gleichtaktbereich bis auf den GND-Pegel funktionieren muss,
weil, wenn die Abschirmung okay ist, sollte am nichtinvertierenden
Eingang praktisch 0 VDC anliegen. Für diese Aufgabe eignen sich alle
LinCMOS-Komparatoren (z.B. TLC3702) und LinCMOS-Opamps (z.B. TLC271) von
Texas-Instruments.
Der Bereich der Betriebsspannung dieser LinCMOS-ICs ist identisch mit
dem LMC/TLC555. Der Vorteil der Methode mittels Komparatorfunktion
besteht darin, dass der Schaltpegel mittels R4 und R5 selbst definiert
werden kann. Durch das Vertauschen der beiden Eingänge beim Komparator,
wird das Ausgangssignal invertiert, falls dies für eine Anwendung Sinn
macht.
Mechanischer Aufbau
Wie bereits angedeutet, geht es darum, dass der mechanische Aufbau
streukapazitätsarm erfolgt. Die Begründung dazu liest man weiter oben
im Kapitel "Die Testschaltung, wichtige Details". Wichtig ist,
dass das Metallrohr möglichst frei in der Luft montiert ist, z.B. mit
zwei Distanzbolzen aus isolierendem PVC, wie in Bild 9 skizziert.
Anstelle eines Metallrohres eignet sich vielleicht auch ein passendes
Metall-U-Profil, z.B. aus Aluminium, in das das Kabel gerade gut
hineinpasst. Besonders wenn man eine Seriemessung von Kabeln durchführen
will, eignet sich eine solche Konstruktion eher besser, weil man kann
das Kabel ganz einfach von oben hineinlegen und mit einer Mechanik ein
PVC-Deckel mit angeklebtem Filz von oben das Kabel leicht hineindrücken
und so fixieren. Die Kapazität zwischen U-Profil und Abschirmung, bzw.
Signalleitung, wird etwas niedriger sein als mit dem Metallrohr. Wenn
nötig, kann man dies durch ein etwas längeres U-Profil kompensieren. Man
muss experimentieren. Ich habe dies nicht untersucht. Es ist
einfach eine Idee, die mit hoher Wahrscheinlichkeit funktionieren wird.
Damit das Kabel ideal in das U-Profil hineinpasst, muss man
möglichweise ein Alu-Quadratprofil benutzen und mit einer Fräsmaschine,
der Länge nach die geeignete Breite und Tiefe hineinfräsen.