Einschaltstrombegrenzung für Netzteile
mit mittelgrossen Ringkerntrafos,
ohne Trafo-Sekundärspannung
u.a. für medizinische Anwendung

Einleitung

Dieser Elektronik-Minikurs ist die Fortsetzung des fast gleichnamigen mit dem eizigen Unterschied, dass die Schaltung, die hier zum Einsatz kommt, ohne Sekundärspannung eines Trafos auskommt und darum hat der Titel den Zusatz "ohne Trafo-Sekundärspannung". Die Schaltung wird also direkt aus dem 230-VAC-Netz gespiesen und diese Methode hat Vorteile, über die hier zu lesen ist. Die grundlegenden Eigenschaften von Ringkerntrafos und von den Heissleitern (NTCs) sind bereits im andern Elektronik-Minikurs (1) beschrieben. Die hier angewandte Elektronik ist ebenfalls fast die selbe. Deshalb wird sie hier auch nicht mehr ganz so ausführlich beschrieben. Dieser Elektronik-Minikurs baut noch auf einem weiteren auf. Es geht bei diesem darum, direkt aus der 230-VAC-Netzspannung eine niedrige Betriebsspannung von 24 VDC zu gewinnen. Dies geschieht mit der Methode der kapazitiven Strombegrenzung. Ein Kondensator in Serie zur Schaltung ersetzt den Trafo mit dem Nachteil, dass keine galvanische Trennnung möglich ist, was hier auch keine Rolle spielt.

Vor dem Weiterlesen sollte man zuerst diese beiden Elektronik-Minikurse gelesen haben:



Einfach und wirksam, der Heissleiter (NTC)

In den Bildern 1 bis 5 hat es graue Kästchen mit der Bezeichnung ELEKTRONIK. Da drin steckt eine Schaltung, die in diesem Kapitel kurz erläutert und im Kapitel Schaltung und Diagramme detailliert beschrieben wird.

Die einfachste Vorbeugung gegen den hohen Einschaltstrom eines (Ringkern-)Trafos ist ein zur Primärwicklung in Serie geschalteter Heissleiter (Leistungs-NTC). Der Kaltwiderstand des NTC begrenzt im Augenblick des Einschaltens den Strom, wenn der Eisenkern des Trafo in die Sättigung getrieben wird. Dieser NTC erhitzt sich bei belastetem Trafo auf einen relativ hohen aber stabilen Wert und reduziert dabei seinen Widerstand rasch auf einen vernachlässigbar kleinen Wert. Beim einmaligen Einschalten funktioniert diese sehr einfache Art der Strombegrenzung problemlos. Was passiert jedoch nach einem kurzzeitigen Netzunterbruch oder wenn unabsichtlich kurz aus- und gleich wieder eingeschaltet wird? Dann kann der NTC seine Funktion nicht erfüllen, weil er noch immer heiss und niederohmig ist. Der Einschaltstrom wird dann nicht begrenzt.

Diesem Problem trägt die Schaltung im grauen Kästchen Rechnung. Sie stellt fest, ob die 230-VAC-Netzspannung vorliegt, und schaltet gegebenenfalls verzögert ein Relais ein, dessen Arbeitskontakt den NTC überbrückt und dieser sich im Betriebszustand des Trafo abkühlt. Erfolgt ein Netzunterbruch, wird die Verzögerungsschaltung sofort zurückgesetzt, das Relais fällt ab, und bei Wiedereinschaltung arbeitet die Verzögerung von Neuem mit der selben Verzögerungszeit bis zur Überbrückung des NTC durch den Relaiskontakt. Damit erreicht man zusätzlich, dass auch bei sehr kurzem Netzunterbruch das Relais sicher abfällt, denn sonst würde dies ebenso, wie ein heisser NTC, die Einschaltstrombegrenzung verhindern. Ein Nachteil hat allerdings auch diese einfache Schaltung: Wenn der äusserst seltene Fall eintritt, dass es innerhalb der Einschaltverzögerungszeit von 500 ms (zehn Sinusperioden) gleich zwei oder mehrere Netzunterbrüche gibt, wird der Trafo jeweils im warmen bis heissen Zustand des NTCs eingeschaltet. Das selbe Problem besteht auch, wenn wenige Sekunden nach Überbrückung des NTC durch den Relaiskontakt, ein kurzer 230-VAC-Netzunterbruch auftritt, weil der NTC, je nach Belastung, noch zu heiss sein kann. Der Einschaltstrom kann in beiden Situationen zu hoch sein und die vorgeschaltete Sicherung F2 auslösen. Die Sicherung F1 ist Teil der Elektronik im grauen Kästchen.



Unterschiedliche Anwendungen

Bild 1 illustriert den Elektronik-Minikurs (1) zum selben Thema. Die Elektronik wird von der gleichgerichteten und geglätteten Sekundärspannung des Trafo betrieben und das Vorhandensein der AC-Spannung wird mittels der Dioden D1 und D2 detektiert. Dies dient dazu, dass im Falle eines Unterbruches des 230-VAC-Netzes das Relais REL sofort innerhalb einer halben Sinusperiode abfällt und bei Wiedereinschaltung des 230-VAC-Netzes die selbe Einschaltverzögerungszeit des Relais REL, wie nach einem längerem Unterbruch, wirkt. Auf diese Weise wird, wie bereits angedeutet, eine hohe, wenn auch nicht absolute Zuverlässigkeit der Einschaltstrombegrenzung garantiert. Mehr Details zu dieser Schaltung liest man im Elektronik-Minikurs (1), wo auch auf eine alternative Methode (Elektronik-EMEKO) hingewiesen wird. An dieser Stelle wird auch kurz erwähnt, was die Ursache des hohen Einschalstromes ist.

Worin liegt der Nachteil der Schaltung in Bild 1? Ganz einfach, es gibt zwei Stellen wo die galvanische Trennung zwischen der Primär- und Sekundärseite gewährleistet werden muss. Einerseits beim Trafo zwischen der Primär- und Sekundärwicklung und anderseits beim Relais zwischen Spule und Kontakt. Die Relaisspule ist galvanisch mit der Sekundär- und der Relaiskontakt mit der Primärseite verbunden. Für berührungssichere und nichtmedizinische Anwendungen genügt eine Isolationsfestigkeit von 2000 VAC. Die galvanische Trennung mit der geringeren Isolationsfestigkeit bestimmt die des gesamten Systems. Wenn der Trafo eine Isolationsfestigkeit von 2000 VAC hat, darf die zwischen Kontakt und Spule des Relais jedenfalls nicht geringer sein! Darum bezeichne ich beide Isolationsstrecken mit HOCHVOLT-ISOLATION. Für eine betriebssichere Anwendung sollte man sich nach den Richtlinien des VDE (Deutschland) und SEV (Schweiz) orientieren. Dies ist kein Thema dieses Elektronik-Minikurses. Diesbezügliche Anfragen werde ich nicht beantworten!

In Bild 2 hat es ein Trafo mit zwei Sekundärwicklungen. Es können auch mehr sein. Hier hätte man im Falle der Schaltung in Bild 1 die Qual der Wahl für die Betriebsspannung für die Elektronik. Allerdings ist es nicht nur eine Frage der Wahl. Man kann sich auch Gedanken darüber machen, ob es nicht sinnvoller wäre die Elektronik zur Einschaltstrombegrenzung primär mit 230 VAC zu speisen. Da fällt schon mal eine Stelle für die galvanische Trennung weg. Aber Vorsicht, das heisst keineswegs, dass die Isolationsfestigkeit zwischen Relaiskontakt und Spule vollständig vernachlässigt werden kann. Es spielt dabei keine Rolle ob der Relaiskontakt auf dem Null- oder Phasenleiter liegt. Im Moment des Einschaltens liegt praktisch die volle 230-VAC-Netzspannung über dem NTC und somit auch über dem Relaiskontakt. Deshalb muss man darauf achten, dass zwischen den Kontakten und zwischen diesen und der Spule eine ausreichende Isolationsspannung sichergestellt ist. Es genügt, wenn man ein Relais einsetzt, das vom Hersteller für 230-VAC-Anwendungen definiert ist. Ich nenne diese Isolationseigenschaft MITTELVOLT-ISOLATION, zum Unterschied HOCHVOLT-ISOLATION dort wo galvanische Trennung gefordert ist, - beim Trafo.

Man benötigt also kein spezielles Sicherheitsrelais mit besonders hohen Isolationseigenschaften zwischen Spule und den Kontakten. Grosse Schaltleistungen müssen die Kontakte nicht aushalten, weil diese schliessen erst, wenn der Einschaltstrom abgeklungen ist und im Falle einer Nennleistungsbelastung des Trafo der NTC sich erwärmt hat und deshalb der Spannungsabfall über dem Relaiskontakt nur noch gering ist. Der Primärkreis-Nennstrom, oder besser etwas mehr, muss der Relaiskontakt allerdings aushalten können. Wenn das Relais abschaltet, ist die 230-VAC-Netzspannung bereits ausgeschaltet.

In Bild 3 sehen wir grundsätzlich die selbe Schaltung noch einmal, jedoch mit einer Anwendung, welche die Methode der Speisung aus dem 230-VAC-Netz unbedingt notwendig macht:

In diesem Beispiel kommt eine komplexe Elektronik für eine medizinische Anwendung zum Einsatz. Es gibt Sensoren, z.B. zur Aufnahme von EKG-, EEG- oder EMG-Signalen mittels Elektroden auf der Haut oder invasiv intramuskulär mit Nadel- oder feinen Drähtchenelektroden. Andere sensorische Möglichkeiten mit weniger direktem elektrischen Körperkontakt sind elektronische Temperatur-, Blutdruck- oder indirekte Blutdurchflussmessung. Es können auch Aktoren zum Einsatz kommen, wie z.B. Stromreizung mittels Hautelektroden, die dazu dienen können die Übertragungsgeschwindigkeit von Nervenaktionsimpulsen zu messen. Oder elektromechanische Aktoren zur Erzeugung lokaler Druckimpulse.

Besonders die Elektrodenanwendungen erfordern eine hohe Isolationsfestigkeit zwischen der 230-VAC-Spannung und dem Patienten. Da ist es wichtig, dass es möglichst wenig Teile gibt welche die galvanische Trennung sichern müssen. Daher ist es in diesem Fall ein absolutes Muss, dass die Elektronik für die Einschaltstrombegrenzung des Ringkern-Netztrafo mit der 230-VAC-Netzspannung betrieben wird. Mindestens 4000 VAC, besser 5000 VAC, sind für die Isolationsfestigkeit gefordert. Ich bezeichne diese Isolationsfestigkeit mit MEDIZINISCHE HOCHVOLT-ISOLATION.

Aber dies alleine genügt nicht. Es muss auch ein maximal zulässiger Erdableitstrom eingehalten werden. Dieser Strom, maximal im 10-µA-Bereich, darf z.B. zwischen einer Elektrode auf der Haut einer Person und einem Erdleiter fliessen. Dies ist dann gegeben, wenn diese Person z.B. einen Wasserhahn oder einen Zentralheizkörper berührt. Ein geringer Erdableitstrom erreicht man besonders gut, wenn zwischen der Primärwicklung und den Sekundärwicklungen des Trafo eine geerdete Schirmwicklung angebracht ist. Diese reduziert die kapazitive Kopplung zwischen der primären und sekundären Trafoseite erheblich. Eine solche Schirmwicklung reduziert auch nieder- und mittelfrequente Störeinflüsse aus dem 230-VAC-Netz in die Elektronik auf der Trafosekundärseite.

Mehr betreffs medizinischen Anforderungen erfährt man in der einschlägigen Literatur des SEV (Schweiz) und VDE (Deutschland). Dies ist kein Thema dieses Elektronik-Minikurses. Diesbezügliche Anfragen werde ich nicht beantworten!

Wenn die komplexe medizinische Elektronik mit einem Computer in Verbindung stehen muss, der vom 230-VAC-Netz mit einem Netzteil mit nichtmedizinischer Spezifikation betrieben wird und/oder über eine Ethernet-Schnittstelle mit dem Internet in Verbindung steht, hat man eine zusätzlich kritische Stelle bei der für eine gute galvanische Trennung im Sinne der MEDIZINISCHEN HOCHVOLT-ISOLATION gesorgt werden muss. Es ist die Datenschnittstelle. Diese muss die selbe hohe Isolationsfestigkeit aufweisen wie der Netztrafo. Dazu gibt es mindest drei verschiedene Möglichkeiten: Mittels Optokoppler-Schaltung, eine faseroptische Übertragung oder ein spezieller Impuls-Trafo. So etwas gibt es z.B. wenn man die Medizinelektronik direkt ans Computer-Datennetzwerk (Ethernet) ankoppeln will. Mehr dazu erfährt man im Datenblatt von der Firma HALO-ELECTRONICS. Distributor ist die Firma IXLOGIC in der Schweiz. Alternativ dazu gibt es von der Firma DEMETEC ein medizinisches Netzwerkinterface. Mehr dazu erfährt man im Infoblatt Medical Network Insulation - NwI mit einem kleinen Cartoon und der Möglichkeit das Datenblatt und die Gebrauchsanwendung als PDF-Dateien herunter zu laden.



Einschaltstrombegrenzung für Halogenlampen

Man kann eine solche Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung natürlich auch für Glühlampen, ganz besonders für Halogenlampen, einsetzen. Der Kaltwiderstand dieser Lampen ist beträchtlich niederohmiger als der Heisswiderstand. Deshalb gibt es ähnlich wie beim Trafo, wenn auch aus einem ganz andern Grund, einen hohen Einschaltstrom, der locker das 20-fache des Nennstromes betragen kann. Solche brachialen Stromstösse reduzieren die Betriebsdauer solcher Lampen drastisch. Eine Glühbirne ist ein Kaltleiter (PTC), wenn auch nicht mit der Qualität einer steilen Kurve im Grenzbereich wie bei einem "echten" Leistungs-PTC, der eine Alternative zur Schmelzsicherung ist. Solche PTCs kommen im Elektronik-Minikurs Automatische Netzspannungsumschaltung für Trafos zum Einsatz.

Auch bei dieser Anwendung lohnt es sich, wenn der NTC nach einer Verzögerungszeit zur Wiederabkühlung mit einem Relaiskontakt überbrückt wird. So wird sichergestellt, dass bei Wiedereinschaltung nach einem 230-VAC-Netzunterbruch der Einschaltstrom erneut begrenzt wird. Es ist hier allerdings nicht nötig, dass die Elektronik auf sehr kurzzeitige Unterbrüche reagiert, weil in so kurzer Zeit der Glühfaden nicht nennenswert abkühlt und dieser deshalb noch immer den Heisswiderstand aufweist. Ein signifikanter Einschaltstromstoss kann daher nicht auftreten. Auf die AC-Spannungs-Detektion kann man verzichten. Eine stark vereinfachte und eine bessere geprüfte Schaltung findet man im Elektronik-Minikurs (1) in den Kapiteln 10 und 11.



Was steckt in der grauen Box?

Bild 5 zeigt ein wichtiger Inhalt der grauen Box ELEKTRONIK. Kondensator Cr ist der "blinde" kapazitive Serienwiderstand. Das 'r' bei Cr deutet auf die Funktion als Widerstand hin. Brückengleichrichter BG dient der Vollweggleichrichtung und der Glättungs-Elko Cg glättet die gleichgerichtete Spannung, die von der Z-Diode ZD begrenzt wird. Der Strom Idc ist praktisch immer gleich gross, gleichgültig ob dieser sich in Izd (Strom durch die ZD) und Io (Strom durch Relais und Elektronik) aufteilt oder ob nur Izd durch ZD fliesst. So erkennt man auch, dass ein solches Netzteil immer gleichviel Leistung verbraucht, unabhängig davon ob der Ausgang des Netzteiles (Anschluss an ZD) belastet ist oder nicht. Damit sind der Wirkleistung dieser Art von Netzteilen Grenzen gesetzt, denn wenn das Netzteil nicht belastet ist, muss ZD die volle Wirkleistung übernehmen und verheizen. Im Falle eines Kurzschlusses über ZD, bleiben Iac und Idc praktisch gleich gross. Warum dies so ist, wird im Elektronik-Minikurs (2) genau beschrieben. Interessant dabei ist, dass die Wirkverlustleistung bei Kurzschluss auf ein unbedeutendes Mass zurückgeht, weil diese tritt nur noch an Rs und BG auf.

Die eigentlich grosse Verlustleistung über Cr existiert nicht wirklich. Die Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom beträgt praktisch 90 Grad und so existiert über Cr ebenso praktisch nur eine Blindleistung, die keine Erwärmung verursacht. Rs ist ein Schutzwiderstand, der die Aufgabe hat, die Einschaltstromspitze an Cr zu begrenzen, wenn die Einschaltung zufällig im Augenblick eines hohen Sinus-Spannungswertes der 230-VAC-Netzspannung erfolgt. Die Sicherung F1 schützt die gesamte Schaltung, falls Cr einmal in dem Sinne kaputt gehen sollte, dass er kurzschliesst. Wesentlich mehr Details zu diesem Thema liest man im obengenannten Elektronik-Minikurs (2).



Schaltung und Diagramme

Da die folgende Beschreibung sich auf die Schaltung in Bild 6 und auf die dazugehörigen Diagramme in Bild 7 bezieht, folgen diese beiden Bilder untereinander. Damit man beim Lesen des Textes gleichzeitig die beiden Bilder und den Text vor sich hat, empfiehlt es sich Bild 6 und Bild 7 zusätzlich in separaten Fenstern des Browsers anzuzeigen.

Die Zahlen in ()-Klammern in diesem Kapitel weisen auf die Spannungsmesspunkte in Bild 6 und auf die zugehörigen Diagramme in Bild 7 hin:

Zur Erzeugung der Niederspannung für das Relais REL und die Elektronik wird anstelle eines kleinen Trafo ein kapazitiver Vorwiderstand, bestehend aus C1 und C2 parallelgeschaltet, verwendet. Ich empfehle eine solche Parallelschaltung, um den Strom durch die Schaltung dem eigentlich Strombedarf leichter zu optimieren. Trifft man mit der Wahl nur eines Kondensators den richtigen Stromwert, genügt selbstverständlich auch ein Kondensator, also C1. Die Wahl von C1 und C2 ist hauptsächlich durch die Wahl des Relais REL bedingt, weil dieses den Hauptanteil des Stromkonsums ausmacht.

Bei der Wahl von C1 und C2 muss ganz besonders auf die Spannungsdurchschlagsfestigkeit geachtet werden. Oft wird der Denkfehler gemacht, irgend ein Folienkondensator zu verwenden, welcher mindestens den Spitzenwert der 230VAC-Netzspannung, also 325 V aushält, und man wählt einen beliebigen Kondensator mit einem DC-Nennspannungswert von 400 VDC. Das ist unzulässig, weil ein solcher Kondensator bietet so gut wie gar keinen Schutz! Man sollte unbedingt Folienkondensatoren einsetzen, bei denen vermerkt ist, dass sie sich für DC- und AC-Spannungsbetrieb eignen und ganz selbstverständlich stoss-spannungs- und impulsspannungsfest für 230-VAC-Anwendungen und selbstheilend sind. Sehr gut eignen sich dafür sogenannte X2-Störschutzkondensatoren. Die vorliegende Schaltung benutzt solche mit sehr grosser Funktionssicherheit. Worauf es auf diese Kondensatoren ankommt und wo es eine grosse Pallette von Produkten gibt, liest man im Elektronik-Minikurs (2).

C1 und C2 wirken gemeinsam als kapazitiven Widerstand. Die Verlustleistung besteht wegen dem Phasenwinkel zwischen Spannung und Strom von praktisch 90 Grad aus Blindleistung. Diese beträgt in der vorliegenden Dimensierung etwa 3.7 VAr. Eine Erwärmung ist kaum messbar. Dieser kapazitive Vorwiderstand liegt in Serie zu R3, BG, D1 und Z1. Damit ist der Stromkreislauf geschlossen. Die Z-Diode Z1 limitiert die DC-Spannung auf 24 VDC. Das ist die Spulennennspannung des Relais REL.

Der DC-Strom, welcher durch D1 fliesst, ist konstant, vorgegeben durch die 230-VAC-Netzspannung, durch die 50-Hz-Netzfrequenz und durch die parallelgeschalteten Kondensatoren C1 und C2. Der Grund weshalb dies so vereinfacht werden kann,ist weiter oben erklärt.

Die Grösse des Stromes durch D1 ergibt sich hauptsächlich durch den REL-Spulenstrom, der stets den grössten Anteil auch dann ausmacht, wenn man moderne Relais mit besonders wenig Spulenleistung einsetzt. Der CMOS-Baustein IC:A benötigt nur gerade beim Schaltvorgang eine sehr geringe Leistung, sonst so gut wie nichts. Die Z2-Spannungsstabilisierung kann man also sehr leistungsarm dimensionieren. Das in einer realisierten und funktionsfähigen Anwendung verwendete Relais zieht bei 24 VDC einen Strom von weniger als 10 mA und vermag 6 A bei 250 VAC zu schalten. Der Strom durch Z2 beträgt etwa 3 mA. Der Strom durch R3 mit beinahe 20 mA-AC bei 230 VAC ist ausreichend für den Betrieb, auch bei einer Unterspannung des 230VAC-Netzes von gut 10 Prozent. Man kann auch ein beliebig anderes Relais für den 230-VAC-Einsatz mit ähnlichen Spulen- und Kontaktdaten verwenden. Bei höherem Spulenstrom muss man evtl. C1 oder/und C2 erhöhen. Die Relais-Kontaktdaten richten sich nach der Trafonennleistung.

Die beiden in Serie geschalteten Widerstände R1 und R2 haben einzig den Zweck C1 und C2 zu entladen, wenn die Schaltung vom Netz getrennt wird, damit einem beim nachträglichen Berühren des Steckers kein elektrischer Schlag versetzt wird. Benutzt man kleine 0.25-Watt-Widerstände, haben diese meist eine Spannungsfestigkeit von 300 VAC. Daher sollte man zwei in Serie schalten um die Spannungsbelastung dieser Widerstände nicht unnötig zu strapazieren. R3, ein 0.5-Watt-Widerstand, dämpft den Einschaltstrom, falls die Einschaltung im Augenblick eines hohen Sinusspannungswertes erfolgt. R3 ist Rs ind Bild 5.

Betrachten wir die Schaltung zur Netzspannungsdetektion. Sie stellt fest ob überhaupt Netzspannung vorliegt oder nicht. Aus diesem Grund muss die pulsierende DC-Spannung von der geglätteten mit D1 getrennt werden. R4 benötigt es, damit die Nullspannung der pulsierenden Gleichspannung (1a) für die Netzspannungsdetektion definiert ist. Die beiden Diagramme (1) und (1a) illustrieren diese pulsierende DC-Spannung. Weil die Spannung des Sinusscheitelwertes derart viel grösser ist, als die Spannung welche durch Z1 begrenzt wird, gibt es nur sehr kuzeitige Spannungseinbrüche. Dies hat den grossen Vorteil, dass man die Erkennung des Netzunterbruches schnellreagierend dimensionieren kann. Diagramm (2) zeigt die Reaktion auf einen Netzunterbruch von weniger als einer halben Sinusperiode. Ein Netzunterbruch von etwa 5 ms, eine Viertelperiode der Netzfrequenz, genügt damit REL sicher abfällt. R5 ladet beim Einschalten der Netzspannung C4 rasch auf. R6 und C4 bilden die erwünschte Entlade-Zeitkonstante von etwa 5 ms. Im Betriebszustand glättet diese die Spannungseinbruchsimpulse zu kleinen Impulsen. Diese negativen Impulse unterschreiten die Betriebsspannung des ICA:A um weniger als 0.5 V (2). Erst wenn diese Spannung (2) etwa die halbe Betriebsspannung von IC:A unterschreitet, schaltet IC:A1 (Schmitt-Trigger-Funktion) von LOW- auf HIGH-Pegel. Auf die Darstellung der Hysterese wurde in (2) einfachheitshalber verzichtet. D3 ist notwendig, damit die Eingangsspannung (2) nur unwesentlich die Betriebsspannung von IC:A übersteigen kann. Ohne diese Massnahme kann es zu einem Latchup-Effekt kommen und IC:A wäre funktionsunfähig.

IC:A2 invertiert das Ausgangssignal von IC:A1. Wenn es zu einem Netzunterbruch kommt, schaltet der Ausgang von IC:A2 (3) auf HIGH auf LOW, C6 entladet sich über D4 und R8 sehr schnell mit einer Zeitkonstante von etwa 0.5 ms. Diese rasche Entladung ist für die Reproduzierbarkeit der Einschaltverzögerung bei sehr kurzen Netzunterbrüchen unbedingt notwendig. Mit der Wiedereinschaltung der Netzspannung - (3) schaltet auf HIGH - wird C6 durch R9 geladen. Diese Zeitkonstante T_on beträgt eine halbe Sekunde. Dies ist die Einschaltverzögerungszeit des Relais REL nach Wiedereinschaltung der Netzspannung (4). Durch Variation von R9 lässt sich diese Verzögerungszeit verändern.

IC:A3 arbeitet wie IC:A1 als Schmitt-Trigger und erzeugt aus der langsamen Ladung von C6 durch R9 ein steilflankiges invertiertes Ausgangssignal, das mit dem nachfolgenden Inverter IC:A4 invertiert wird. Mit dem Überschreiten der Spannung an C6 von etwas mehr als der halben IC-Betriebsspannung des IC:A, kippt der Ausgang von IC:A4 von LOW auf HIGH. Dieser steuert über das Gate des Kleinpower-MOSFET diesen in den leitenden Zustand und schaltet Relais REL ein. Diode D5, in Funktion der Freilaufdiode, schliesst beim Abschalten des Relais REL, wenn das Netzteil ausgeschaltet wird oder die 230-VAC-Netzspannung unterbricht, die Selbstinduktionsspannung der Relaisspule kurz und schont damit den Transistor vor Überspannung.

Anstelle eines N-Kanal-MOSFET (BS170), kann man auch einen bipolaren NPN-Transistor (z.B. BC550) einsetzen, wobei zwischen dem Ausgang von IC:A4 und der Basis des NPN-Transistors ein Widerstand eingesetzt werden muss, der etwa 1/20 bis maximal 1/30 des Kollektorstromes fliessen lässt. Bei einem Relais mit einem Spulenstrom (Kollektorstrom) von 10 mA sind dies etwa 0.4 mA (1/25). Dieser Widerstand hätte einen Wert von 18 k-Ohm oder auch 15 k-Ohm.

Die Betriebsspannung für IC:A wird mit Z2 erzeugt. Die Z2-Spannung beträgt 8.2 VDC. C5 ist ein kleiner induktionsarmer Multilayer-Kondensator, der nahe an die Betriebsspannungsanschlüssen des IC:A gehört. Da zwei der vier Inverter des 6-fach-Schmitt-Trigger-Inverters IC:A nicht benötigt werden, müssen diese mit einem der beiden Potentiale LOW oder HIGH fixiert werden, weil es CMOS ist. In Bild 6 ist die Fixierung mit HIGH gezeichnet. Dies spielt aber keine Rolle. Die Lage des IC und die Position der Leiterbahnen entscheiden letztlich die optimalste Lösung.



Technische Daten 

 
Betriebsspannung:             230 VAC
Betriebsstrom:                 20 mA
Einschaltverzögerungszeit:    500 ms
Abschaltverzögerungszeit:       5 ms
Minimale Netzunterbruchszeit:   5 ms

Bauteilliste 

 
Halbleiter
----------

IC:A        CD4584 oder MC14548
BG          250V/<200mA z.B B250-C800
D1          1N4004
D2 bis D5   1N914 oder 1N4148
Z1          Z-Diode 24V/1W...3W  z.B. BZT03-C24  (Philips)
Z2          Z-Diode  8.2V/ 0.5W  z.B. BZX55-C8V2 (Philips)
T           BS170 (N-Kanal-MOSFET) oder BC550 (NPN)


Widerstände
-----------

R1, R2                1M
R3                   330    0.5 Watt
R4                   22k
R5                   47k
R6                  470k
R7                    4k7
R8                  560
R9                  560k


Kondensatoren
-------------

C1                  220n / 275VAC   X2-Kondensator (Farnell)
C2                   47n / 275VAC   X2-Kondensator (Farnell)
C3                  100µ /  35VDC   (Elko)
C4                   10n /  50VAC   (Keramik)
C5                  100n /  50VDC   (Multilayer)
C6                    1µ /  35VDC   (Tantal-Elko)


Diverses
--------

F1                  32 mA  träge
REL                 Es gibt bei Farnell viele Relais
mit 24 VDC und 200...250 mW und
Kontakten für 250 VAC, Strom nach
Bedarf (Trafo-Primärnennstrom).
Kontaktstrom vorzugsweise etwas
grösser wählen!

F2, NTC             Je nach Trafo-Primärnennstrom.
Siehe Text!