Die komplementäre Darlington-Schaltung
(Sziklai-Connections)

Einleitung

Dieser Elektronik-Minikurs erweitert die Erklärungen zum Darlington-Transistor im Kapitel Schaltungstechnik von Patrick Schnabel. Warum erfolgt dieser Grundkurs eigentlich in diesem Kapitel und nicht im Kapitel Bauteile? Ganz einfach, es gibt zwar käufliche integrierte Darlingtons, man kann sie aber ebenso individuell selbst aus zwei Einzeltransistoren realisieren. Bei diesem Elektronik-Minikurs ist es noch eindeutiger, weil es nämlich integrierte komplementäre Darlingtons als Bauteil nicht oder kaum gibt. Man muss den komplementären Darlington selbst aus einem NPN- und einem PNP-Transistor realisieren. Dies ist aber ebenso leicht, wie wenn man eine herkömmliche Darlington-Schaltung diskret realisiert. Allerdings hat die komplementäre Darlington-Schaltung den entscheidenden Vorteil, dass sie mit geringerem Spannungsabfall und niedriger Verlustleistung arbeiten kann. Aus diesem Grund gibt es diesen Elektronik-Minikurs. Auf die Emitterfolgerschaltung (Kollektorschaltung), die wichtiges Bestandteil vieler linearer Netzteile ist, wird hier besonders differenziert eingegangen.



Komplementär-Darlington in der PNP- und NPN-Version

Die Erläuterungen zu den Teilbildern 1.1 und 1.2 gehen nicht mehr in die selben Details ein wie die welche in Patrick Schnabels Darlington-Transistor bereits beschrieben sind. Anstelle des Elektronenflusses soll hier nur der konventionelle Stromfluss gezeigt werden, der stets von Plus nach Minus fliesst. Es wird gezeigt wie diese komplementäre Methode, die auch als Sziklai-Paar bezeichnet wird, funktioniert. Wir befassen uns mit den Stromstärkenverhältnissen und die auftretenden Spannungen. Um das prinzipielle Funktionsprinzip auf Anhieb zu verstehen, ist jeweils rechts von der Darlingtonstufe eine Ein-Transistorstufe im Vergleich gezeigt, welche verdeutlicht, dass es in Teilbild 1.1 um eine PNP- und in Teilbild 1.2 um eine NPN-Komplementärdarlingtonstufe, jeweils in Emitterschaltung, handelt.



PNP- und die NPN-Komplementärdarlingtonstufe


Die PNP-Komplementärdarlingtonstufe (Teilbild 1.1)

Im Hauptstrompfad erkennt man den NPN-Transistor T1 mit dem durch R1 (Lastwiderstand) fliessenden Kollektorstrom Ic. Ic ist nicht der Kollektorstrom von T1, sondern funktionell von der ganzen Komplementärdarlingtonstufe, wie dies Teilbild 1.1b symbolisch zeigt. Gesteuert wird Ic, Ie1, Ic1 und Ie vom Basisstrom Ib1, der beinahe identisch ist mit dem Kollektorstrom Ic2 von T2. Fast, weil R2 auch noch etwas vom Kollektorstrom Ic2 des T2 beansprucht. Für langsame Schaltfunktionen, wie z.B. zur Steuerung einer Lampe, ist R2 nicht unbedingt nötig. Bei höheren Schaltgeschwindigkeiten, auch schon im kHz-Bereich, sollte man R2 einsetzen, weil er viel zur Schaltgeschwindigkeit beiträgt. Man braucht sich nur vorzustellen, was geschieht wenn T2 plötzlich öffnet und die Basis von T1 dann offen im "Freien" ohne Potientialbezug hängt. Es dauert unnötig lange bis die Ladungsträger von T1 ausgeräumt sind. R2 reduziert diese Zeit. R2 kann dabei so gross gewählt werden, dass der Strom durch ihn etwa 10 bis 20 mal kleiner ist als der Basisstrom Ib1 in T1. Bei niedrigen Schaltgeschwindigkeiten darf diese Verhältniszahl auch grösser gewählt werden. Dann geht es hauptsächlich darum, dass die T1-Basis nie ohne Potenzialbezug ist.

Wie berechnet man R2? R2 liegt stets an der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 und diese hat einen konstanten Wert von meist etwa 0.65 V bei sehr kleinen Basisströmen. Bei einem relativ hohen Basisstrom kann dieser Wert jedoch durchaus 0.8 V oder mehr erreichen. Nehmen wir an, wir haben es mit T1 mit einem Leistungstransistor zu tun der einen Kollektorstrom Ic = 3A liefert und die T1-Stromverstärkung ß1 beträgt 40, dann hat Ib1 einen Wert von 75 mA und das ist bereits ein relativ grosser Basisstrom. Wir wählen einen Strom durch R2, der etwa 1/10 von Ib1 entspricht. Dies wären also 7.5 mA. Daraus resultiert ein R2-Wert von 107 Ohm. Wir runden ab zu 100 Ohm. Dieser Strom durch R2 bleibt etwa konstant, denn die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 ist dies in groben Zügen auch.

Formel zur Berechnung von R2:

   R2 = UBE(T1) / IR2

T2 ist ein PNP-Transistor. Dieser Transistor bestimmt, dass die Schaltung als Ganzes PNP-Charakteristik hat. Ebenfalls symbolisch angedeutet wird dies in Teilbild 1.1b. Es ist die typische PNP-Emitterschaltung. Bitte nicht verwechseln mit der Emitterfolgerschaltung! Wenn die Basis von T2 offen ist oder das Potential der positiven Betriebsspannung +Ub hat, sperrt T2. Es fliesst kein Ib2, kein Ic2 und somit auch kein Ib1, Ic1, Ie1, Ie und Ic. Die Basis von T1 hat durch R2 T1-Emitterpotenzial. Die komplementäre Darlingtonstufe befindet sich im offenen, stromlosen Zustand. Die Spannung über dem Lastwiderstand R1 ist 0 V.

Wird die Basis von T2 über den Strombegrenzungswiderstand R3 mit einer Spannung verbunden, welche niedriger ist als +Ub minus die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2, fliesst ein durch R3 begrenzter Strom. Dies ist der Basisstrom Ib2. R3 ist hier zwar mit GND verbunden, dies muss aber keineswegs so sein. T2 verstärkt Ib2 mit seinem Stromverstärkungsfaktor ß2. Der daraus resultierende Kollektorstrom Ic2 fliesst zur Hauptsache in die Basis von T1. T1 verstärkt mit ß1 Ib1 und es resultieren Ic1 und Ie1. Ie1, und somit auch Ic, sind um den Wert von Ib1 ein klein wenig höher als Ic1 und Ie. Und wenn man es genauer nehmen will, Ie ist um den winzig kleinen Betrag von Ib2 höher als Ic. Die Spannung über R1 (Lastwiderstand) ist das Produkt aus R1 und dem Darlington-Kollektorstrom Ic.

Die minimale Spannung über der gesamten Komplementärdarlingtonstufe - also zwischen dem Darlington-Emitter und dem Darlington-Kollektor - ist beinahe halb so gross wie die der "normalen" Darlingtonstufe. Verantwortlich für diesen geringeren Spannungsabfall ist T2, der so geschaltet ist, dass er bei genügend hohem Basisstrom Ib2 in die Sättigung gesteuert wird. Die minimale Kollektor-Emitter-Spannung von T2 kann weit weiniger als 0.1 V betragen. Es gibt aber auch hier nichts umsonst, denn eine zu starke Sättigung von T2 reduziert dessen Stromverstärkung, und damit die Stromverstärkung der gesamten Schaltung. Die minimale Sättigungsspannung der gesamten Darlingtonstufe ergibt sich somit aus der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung von T2 plus der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1. Kleiner als die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 kann die minimale Spannung über der Darlingtonstufe nie sein, denn ein Kurzschluss zwischen Kollektor und Basis an T1 erzeugt aus T1 die Funktion einer Diode. Dieser Kurzschluss ist dann der Fall, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung von T2 praktisch 0 V hat. Dies ist ein Detail das im folgenden Elektronik-Minikurs beschrieben ist, wo ein Vergleich zwischen einer Darlingtonstufe und einer MOSFET-Schaltung thematisiert wird. Man beachte dort Bild 2 und den zugehörigen Text:


Ein paar Worte zu den Stromverstärkungsfaktoren ß1 und ß2. Diese können stark variieren. Im nichtgesättigten Zustand, also dann wenn die Kollektor-Emitterspannungen von T1 und T2 einige wenige Volt betragen, können die Werte von ß1 und ß2 sehr gross sein. T1 als "Arbeitspferd" kann dann leicht einen Wert von 50 und mehr, T2 sogar weit mehr als 100 haben. Der gesamte Stromverstärkungsfaktor, also das Produkt aus ß2 und ß1, hat dann einen Wert von 5000 oder auch weit mehr al 10'000. Ein ausgangsseitiger Kollektorstrom Ic von 5A erfordert dann einen Basisstrom Ib2 von 1 mA oder auch viel weniger.

Wenn T1 und T2 allerdings beinahe gesättigt sind, also die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 fast gleich niedrig ist wie seine Basis-Emitter-Schwellenspannung, ist sein Stromverstärkungsfaktor signifikant niedriger. Dieser kann sogar unter 20 fallen. Der gesamte Stromverstärkungsfaktor (ß1*ß2) kann im Extremfall einen Wert von nur noch wenigen 100 haben. Dies ist besonders dann der Fall, wenn eine solche Darlingtonstufe als Hochstromschalter verwendet wird. Daher empfiehlt es sich in solchen Fällen zu überlegen, ob man nicht besser auf einen IGBT ausweicht, der eingangssetig aus einem MOSFET und ausgangsseitig aus einem bipolaren Leistungstransistor besteht. Oder man benutzt einen modernen Power-P-Kanal-MOSFET. Dies nur nebenbei angedeutet.


NPN-Komplementärdarlingtonstufe (Teilbild 1.2)

Im Hauptstrompfad erkennt man den PNP-Transistor T1 mit dem durch R1 (Lastwiderstand) fliessenden resultierenden Darlington-Kollektorstrom Ic. Es ist wiederum T2 welcher den Charakter der ganzen Schaltung bestimmt. Es ist also eine NPN-Komplementärdarlingtonstufe. Die restliche Beschreibung kann man mit kleinen Abweichungen aus der zu Teilbild 1.1a ableiten. Die Unterschiede ergeben sich dadaurch, dass T2 hier durch die positive Spannung über R3 gesteuert wird, wie dies in einer NPN-Emitterschaltungsstufe (Teilbild 1.2b) üblich ist. Es gilt, dass an R3 eine Spannung genügt, die etwas höher ist als die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 über dem GND-Pegel. R3 muss keineswegs an +Ub angeschlossen sein. Die Kriterien der Stromverstärkungsfaktoren und minimalen Kollektor-Emitter-Spannungswerten des Haupt- oder Leistungstransistors, dem eigentlichen Vorteil des komplementären Darlingtons, sind die selben wie bei der PNP-Darlingtonstufe in Teilbild 1.1a.



Kollektorschaltung mit dem "normalen" Darlington

Bis jetzt ging es in Bild 1 um die Emitterschaltung. Es wäre unvollständig, würde nicht auch die Kollektorschaltung thematisiert, die schliesslich die häufigste Schaltung des Leistungtransistors und des Leistung-Darlingtons in linearen Netzteilen ist. Man nennt diese Schaltung auch Emitterfolger, weil sie sich dadurch kennzeichnet, dass ihre Spannungsverstärkung immer knapp 1 und der Eingangswiderstand an der Basis relativ hochohmig ist. Es wird einfachheitshalber nur auf die NPN-Schaltungsmethode der beiden Darlingtonschaltungen (Bilder 2 und 3) eingegangen. Die PNP-Schaltungsmethode kann man sich auf Grund von Bild 1 leicht selbst ausdenken.

Es folgen in den Bildern 2 und 3 je ein kleines nachvollziehbares Experiment mit handelsüblichen kleinen Transistoren und einer roten LED. In Bild 2 geht es um die "normale" und in Bild 3 um die komplementäre Darlingtonschaltung. Ich empfehle diese Experimente in einer realen Testschaltung selbst zu untersuchen, auszumessen, kennen zu lernen und zu erleben. Ein Quasi-Nachvollziehen mittels eines Simulationsprogrammes hat bezüglich persönlicher Erfahrung im Umgang mit Elektronik einen niedrigeren Stellenwert. Es empfiehlt sich zum Thema Simulation das Vorwort zu meinen Elektronik-Minikursen Simulieren und Experimentieren zu lesen. Damit man den Text leichter versteht, ist es wichtig, dass man die Schemata in den Bildern 2 und 3 mit den vielen Spannungs- und Stromangaben genau beachtet und beim Lesen miteinbezieht! Anstelle des NPN-Transistors BC109C kann man auch andere Klein-Transistoren (BC547C, BC549C, BC550C) und an Stelle des PNP-Transistors BC178 (BC237, BC556A, BC214) mit ähnlich hohen Stromverstärkungsfaktoren wählen. Gewisse Werte weichen dann von denen des hier beschriebenen Experimentes leicht ab. Die charakteristischen Merkmale bleiben jedoch die selben.

Teilbild 2.1 zeigt die "normale" Darlingtonschaltung mit zwei NPN-Transistoren. Diese Schaltung ist leicht zu verstehen. In diesem Versuch ist die Basis von T2 über Rb mit dem Potenzial der Kollektoren von T2 und T1 und mit +Ub verbunden, die hier eine Spannung von +15 V hat. Die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 liegt wegen dem sehr niedrigen Basisstrom Ib von nur 70 nA unter dem sonst so typischen Wert von etwa 0.65 V auf nur 0.55V. Daran sieht man wie fliessend der Übergang zwischen dem nichtleitenden in den leitenden Zustand eines Transistors ist. Allerdings viel weiter hinunter geht der Basisstrom nicht mehr, sodass man von einem praktisch sperrenden Transistor, kein Basis- und kein Kollektorstrom, sprechen kann. Dieser Zustand dürfte bei einer Basis-Emitter-Spannung von etwa 0.4 V oder 0.3 V erreicht sein.

Der Darlington-Emitterstrom Ie beträgt etwa 12 mA. Dieser Wert ergibt sich durch 15V minus 1.3V minus 1.8V (LED-Spannung) dividiert durch R1. Abgesehen von dem extrem niedrigen Basisstrom von 70 nA, fliesst der selbe Strom auch als Darlington-Kollektorstrom Ic. Das ist zwar noch immer ein kleiner Kollektorstrom für einen Leistungstransistor, wir verwenden in dieser Versuchsschaltung jedoch für beide Transistoren solche für niedrige maximale Kollektorströme von 100 mA. Da wirken sich diese 12 mA bereits mit einer höheren Basis-Emitter-Schwellenspannung von 0.75 V aus. Deshalb gibt es in T1 und T2 zwei so unterschiedliche Basis-Emitter-Schwellenspannungen.

Das eigentliche Experiment besteht darin, dass man mit dem Basiswiderstand Rb spielt und dabei die Spannungen UCE(T1), UCE(T2), UBE(T1), UBE(T2) und die Ströme Ic, Ie und Ib misst. Was wird einem dabei auffallen? Es fällt auf, dass man Rb zwischen 0 Ohm und 1 M-Ohm varrieren kann und UBE(T2) bleibt praktisch auf dem Wert von 0.55 V und UCE(T2) ändert sich nur gering von 0.55 V bis 0.62 V. Wie erklärt sich das? Auf Grund der sehr hohen Stromverstärkung von 170'000 fliesst ein Basisstrom Ib von bloss 70 nA bei Ie = 12 mA. Selbst bei Rb = 1 M-Ohm erzeugen diese 70 nA über Rb bloss einen Spannungsabfall von 70 mV. Diese Spannung addiert sich zu den 0.55 V von UBE(T2) und daraus wird UCE(T2) = 0.62 V. Die Stromverstärkung von T2 ändert sich bei dieser geringen Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung von T2 nur sehr gering und so bleibt es bei diesen etwa 170'000. Dieser Wert wird viel eher durch Exemplarstreuungen der Transistoren signifikant über- oder unterschritten. Dies muss man beim Experimentieren, besonders mit andern Transistortypen, unbedingt berücksichtigen! Dieser geringe Einfluss von Rb zwischen 0 Ohm und 1 M-Ohm wirkt sich ebenso gering auf UCE(T1), die die Dropoutspannung über dem Darlington ist, aus. Sie ändert sich bloss zwischen 1.3 V und 1.37 V, ebenfalls um nur 70 mV, denn wie schon weiter oben angedeutet, beträgt die Spannungsverstärkung des Darlington beinahe einen Faktor 1.

Es ist jetzt noch nicht klar, warum die Stromverstärkung generell so hoch ist. Das hat ganz einfach damit zu tun, dass der Nachteil der doppelten Basis-Emitter-Schwellenspannung, die die höheren Spannungswerte zwischen den Kollektoren und Emittern von T1 und T2 zur Folge haben, höhere Stromverstärkungen verursachen.

Wenn man Rb jedoch an eine höhere Spannung als +Ub anschliesst, kann man mit einem genügend niederohmigen Widerstand Rb den T2-Basisstrom so hoch treiben, dass UCE(T2) sehr niedrig wird, und dies bis in den 10-mV-Bereich, falls dies auch nötig ist. Dieses Schaltungsprinzip kommt im Elektronik-Minikurs Renovation eines "Steinzeit"-Netzgerätes zur Anwendung. Mit diesem Trick sinkt die T2-Stromverstärkung jedoch massiv. Anstelle des Höherlegens der Spannung zu Rb, kann man ebenso von einer externen Stromquelle direkt in die T2-Basis den selben (unerwünschten) Sättigungseffekt erreichen. Mit diesem Sättigungseffekt an T2 sinkt auch UCE(T1) entsprechend. Ob man diesen Zustand will oder nicht, kommt ganz auf die Anwendung an. Es gibt noch einen Kompromiss, in dem Ib maximal so knapp gehalten wird, dass UCE(T2) niemals niedriger als etwa 0.1 V wird. Man erreicht damit ähnlich gute Eigenschaften wie mit der komplementären Darlingtonschaltung, wie wir noch sehen werden, jedoch hier mit dem Nachteil einer zusätzlich zu +Ub höheren Betriebsspannung. Ohne diese höhere Zusatzspannung funktioniert es hier nicht.

Teilbild 2.2 zeigt das Symbol der NPN-Darlingtonschaltung.



Kollektorschaltung mit komplementärem Darlington

Teilbild 3.1 zeigt die komplementäre Darlingtonschaltung mit einem NPN- (T2) und mit einem PNP-Transistor (T1). Wie schon zu Bild 1 erwähnt, bestimmt der eingangsseitige Transistor, also T2, die Charakteristik der Darlingtonstufe. Es ist also eine komplementäre NPN-Darlingtonstufe. Wir betrachten hier vor allem die Spannungen und ich bitte beim Weiterlesen des Textes Teilbild 3.1 mit den Zahlenwerten und der Tabelle unten links genau zu beachten.

Wir beginnen mit einem Rb-Widerstandswert von 0 Ohm. Das bedeutet, dass der Emitter von T1, der an +Ub angeschlossen ist, direkt mit der Basis von T2 verbunden ist. Was bei der "normalen" Darlingtonschaltung selbstverständlich erlaubt ist, ist hier total verboten! Wenn man im Testaufbau diese Schaltungskonfiguration ausmisst, d.h. man misst an Rb mit einem ganz niedrigen Ohmwert von nur 1 Ohm die Spannung über Rb um den Strom Ib zu errechnen, stellt man fest, dass der Stromverstärkungsfaktor der gesamten Darlingtonschaltung nur einen Wert von 7 hat. Das bedeutet, T2 wäre bezüglich Kollektorstrom praktisch genau so belastet wie T1 und das ist in der Realität unzulässig, weil ein solcher Darlington ganz einfach nicht funktionieren kann. T2 würde, weil er in der Regel schwächer ist als T1, kaputt gehen. Selbst dann wenn Rb in diesem Beispiel 4.7 k-Ohm hätte, wäre die Stromverstärkung des Darlington mit etwa 300 noch immer viel zu niedrig. Dies kommt ganz einfach davon, weil T2, mit UCE(T2) = 20 mV, noch immer viel zu stark gesättigt ist. Das kommt davon, weil der Basisstrom Ib in Relation zu Ie, verglichen an der möglichen Gesamtstromverstärkung noch immer viel zu hoch ist. Erst wenn Rb mindestens einen Wert von 100 k-Ohm hat und dabei Ib etwa 3 µA unterschreitet, kommt diese komplementäre Darlingtonschaltung in den Bereich einer Stromverstärkung die der Bezeichnung Darlington würdig ist. Noch besser sieht es aus, wenn Rb einen Wert von 300 k-Ohm hat und dadurch Ib bei 1 µA liegt. Dann liegt die Stromverstärkung sicher über 10'000 und bei 1 M-Ohm und 0.4 µA werden sogar mehr als 30'000 erreicht, wobei UCE(T2) nur 160 mV hat.

Erinnern wir uns an Teilbild 2.1 wo mit einem Basisstrom von etwa 70 nA eine Verstärkung von 170'000 erreicht wird. Diese Grössenordnung ist auch hier möglich, wenn man Rb weiter erhöht und dadurch Ib weiter reduziert. Allerdings mit dem Nachteil, dass UCE(T2) eine Spannung von etwa 0.5 V oder mehr hat. Dies würde zu einer gleich hohen Dropoutspannung über der komplementären Darlingtonschaltung führen, wie dies bei der "normalen" üblich ist.

Welchen Vorteil hat also diese komplementäre Darlingtonschaltung? Man kann ohne zusätzliche externe Spannung, den T2-Basisstrom so definieren, dass UCE(T2) etwa 150 mV beträgt und so die Stromverstärkung der gesamten Darlingtonschaltung ausreichend hoch und T2 nur schwach gesättigt ist. Eine schwache Sättigung bedeutet eine relativ rasche Reaktionsfähigkeit des Darlingtons auf schnelle Stromänderungen. Dann aber unbedingt daran denken zwischen Basis und Emitter von T1 einen Widerstand zu schalten. Der Grund dafür ist bereits weiter oben beschrieben (Bild 1).

An Teilbild 3.2 wollen wir jetzt verstehen warum die Verstärkung der gesamten Darlingtonschaltung extrem niedrig werden muss, wenn Rb einen Wert von (fast) 0 Ohm hat, also der Emitter von T1 mit der Basis von T2 kurzgeschlossen ist. Wenn diese Darlingtonschaltung mit einem Strom belastet wird - hier auch wieder mit dem Beispiel von 12.5 mA -, fliesst erst einmal dieser volle Strom vom Darlington-Kollektor über die T2-Basis-Emitter-Strecke zum Darlington-Emitter. Dies erzeugt extrem kurzzeitig eine hohe T2-Basis-Emitter-Spannung (etwa 0.85 V) und dies erzeugt wiederum einen hohen T2-Kollektorstrom Ic2 der gleichzeitig der T1-Basisstrom ist und dieser erzeugt den T1-Kollektorstrom Ic1. Nun ist es so, dass die Summe von Ic1 und Ic2 nicht grösser sein kann als der Strom durch die gesamte Darlingtonschaltung. In einem inneren Regelprozess teilt sich der Strom I sehr schnell mit nur sehr kleinen Unterschieden in die Teilströme Ic1 und Ic2 auf. Woher weiss man dies, ohne dass man die Ströme direkt misst? Ganz einfach deshalb, weil die Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2 praktisch gleich hoch sind. Dies ist so, weil die Kollektor-Emitter-Spannung von T2 im gesättigten Zustand nur gerade etwa 10 mV beträgt. Diese niedrige Spannung bildet zwischen Kollektor und Basis von T1 praktisch einen Kurzschluss, was T1 zu einer Diode macht. Deshalb ist die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 gleich gross wie dessen Basis-Emitter-Schwellenspannung. Fragt sich jetzt noch, woher man weiss, wie hoch die Stromverstärkung in diesem Sonderfall ist. Ganz einfach, man setzt in die T2-Basisleitung einen Widerstand Rb von 1 Ohm. Das ist fast so gut wie ein Kurzschluss, den es fällt an Rb, wie Teilbild 3.1 zeigt, nur eine Spannung von weniger als 2 mV ab. Damit kennt man Ib und wegen I = 12.5 mA die Stromverstärkung des gesamten Schaltung.

Teilbild 3.3 symbolisiert den komplementären NPN-Darlington.



Praktische Anwendung

Diese besteht in erster Linie aus dem Experimentieren des Gelernten. Es steht dem Leser frei dazu selbst Ideen zu entwickeln. Wobei vollständigkeitshalber noch einmal klargestellt werden muss, dass die Power-MOSFET-Alternative oft die bessere Wahl ist. Dieser Elektronik-Minikurs setzt sich in der praktischen Anwendung eines regelbaren Netzteiles fort:



Der Erfinder des Komplementär-Darlington

Wer ist der Erfinder des komplementären Darlingtons? Ich! Richtig gelesen, ich habe diesen Transistor-Trick erfunden. Erfunden im Stillen, weil mich ein Nachteil des "gewöhnlichen" Darlington störte. Ich denke, so erging damals es vielen Elektronikern und gelangten so zur selben Lösung. Mangels von leicht zugänglichen Informationsquellen in den 1960/70-er Jahren und noch später, wusste ich schlichtweg nichts davon, dass der komplementäre Darlington bereits im Jahre 1953 von dem Ungaren George Clifford Sziklai erfunden und im Jahre 1956 zum Patent angemeldet wurde.

Hier die Geschichte wie es mir erging...

Dazu der folgende Elektronik-Minikurs:


Dieser Elektronik-Minikurs ist zum Teil historisch. Als Spannungsregler kommt ein 723-er (z.B. LM723) zum Einsatz, der etwa ähnlich alt ist wie der NE555 (Timer-IC). Beide ICs wurden im Laufe der 1970er-Jahre schnell berühmt und es entstanden viele Anwendungen. Meine Schaltung mit einem LM723 stammt aus dem Jahre 1979. Weil ein lineares Netzteil naturgemäss einen schlechten Wirkungsgrad hat, habe ich damals alle Möglichkeiten ausgeschöpft, den Wirkungsgrad so hoch wie möglich zu halten. Dies mit den damaligen Mitteln die mir zur Verfügung standen. Um ein Ausgangsstrom im Ampere-Bereich zu realisieren, entwickelte ich die Methode der komplementären Darlingtonschaltung. Aus der Literatur kannte ich damals diese Schaltungsart nicht. Ich entdeckte erst viel später, dass die selbe komplementäre Darlingtonschaltung bereits im Jahre 1953 von George Clifford Sziklai erfunden wurde und nach seinem Erfinder als Sziklai-Paar bezeichnet worden ist.



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