Sicherer ICs testen,
ein Hochsicherheits-Netzteil

Einleitung

Je länger desto mehr werden an technischen Hochschulen und in Elektronikfirmen integrierte CMOS-Schaltungen entwickelt. Man nennt diese "Disziplin" IC-Design. Die Arbeit erfolgt mit komplizierter Software an Computern. Die ultimativen Daten sendet man einer Halbleiterherstellerfirma via Internet. Diese Firma stellt eine Nullserie der intergrierten Schaltung her, die dem Entwickler per Paketpost - das Beamen ist noch nicht erfunden! ;-) - zum Testen zurückgesendet wird. Es naht die Stunde der Wahrheit. Die Nerven werden strapaziert. Und dann, welch ein wohltuendes Aufatmen, wenn festgestellt wird, dass alle Parameter stimmen. Die Korkenzapfen fliegen!

Bevor es aber soweit ist, sollten Massnahmen getroffen werden, dass beim Testen nicht unabsichtlich ein zu testendes IC zerstört wird. Da gilt es dafür zu sorgen, dass keine statischen Entladungen auftreten können. Oft ist es so, dass selbsthergestellte CMOS-ICs nicht die hohen Ein- und Ausgangssicherheiten aufweisen, wie z.B. die 74HC(T)xxxx-, CD4xxx und MC14xxx-CMOS-Familien. Ein grosses Problem ist das Risiko des Latchup-Effekts. Um dieses zerstörerische Risiko so gering wie möglich zu halten, lohnt es sich ein dafür spezielles Netzteil zu realisieren! Dies ist das Thema dieses Elektronik-Minikurses.

Die vorliegende Schaltung ist relativ aufwändig und sie ist keineswegs der Weisheit letzter Schluss. Ich habe sie, damals als sie dringend notwendig war, in kurzer Zeit entwickelt und realisiert. Ich schliesse daher keineswegs aus, dass man einiges auch anders und einfacher realisieren könnte. Tut dies jemand, würde mich die Lösung sehr interessieren! Die vorliegende Schaltung und die Beschreibung, dienen hier dem Zweck des Studiums der einzelnen Schaltungsteile und so kann dies für den an analoger Schaltungstechnik interessierten Leser interessant und anregend sein eigene Ideen zu entfalten.

Da es unmöglich ist in einem Browserfenster gleichzeitig ein Schaltbild und der zugehörige relativ lange Text anzuzeigen, empfehle ich die Schaltbilder in separaten Browserfenstern anzuzeigen. Allerdings kommt man wegen Bildüberdeckungen kaum auf das Herumklicken auf die Fenster herum und darum ist es vielleicht besser die Bilder separat auszudrucken, - vor allem Bild 3 und Bild 4. Dies erleichtert das Studium beträchtlich.



Herkömmliche Labornetzgeräte ungeeignet

Bei Labornetzgeräten ohne gute Feinabstimmung, kann es durch Manipulation der Bedienelemente leicht passieren, dass Überspannung oder Überstrom den zu testenden IC zerstören. Ein Kurzschluss bei einem Experiment kann den teuren IC ebenfalls in die ewigen Elektronenjagdgründe befördern, weil die variable Strombegrenzung bei einem Labornetzgerät, im niedrigen Strombereich, oft schwierig einzustellen ist. Solche Tests werden kostspielig und die Wiederbeschaffungszeit des IC ist auch nicht zu vernachlässigen. Dazu kommt, dass die meisten handelsüblichen Netzgeräte, auch solche mit einer variablen Strombegrenzung, an den Ausgängen Blockkondensatoren mit viel zu hohen Kapazitäten enthalten. Tritt mit dem experimentierenden IC ein Kurzschluss auf, droht die Gefahr, dass dieses, durch die zu hohe Entladungsenergie, trotz der (statischen) Strombegrenzung mit entsprechend niedrig eingestelltem Wert, zerstört wird. Dazu kommt, dass bei einem herkömmlichen Netzgerät der maximal eingestellte Kurzschluss-Strom so lange weiterfliesst, bis dieser von Hand abgeschaltet wird. In der vorliegenden Schaltung folgt die Abschaltung mit dem Einsatz der Strombegrenzung automatisch.

Das Kurzschlussrisiko ist bei einem sogenannten Customer-CMOS-IC besonders hoch, weil dieser oft nicht die Latchup-Unempfindlichkeit aufweist, wie dies bei den bekannten CMOS-Bausteinfamilien längst selbstverständlich ist. Kurze Überspannungsimpulse (oberhalb Vdd oder unterhalb Vss) an den Ein- oder Ausgängen des CMOS-IC führen leicht einen Latchup herbei, der die Betriebsspannung des IC, als Folge der Zündung des integrierten parasitären Thyristors, kurzschliesst. Dies kann zum Beispiel durch Reflexionen von Spannungsimpulsen auf Signal- oder Steuerleitungen, aber auch durch Manipulationen bei Experimenten, ausgelöst werden. Für diesen Fall ist es vorteilshaft, wenn eine Strombegrenzung mit automatischer Stromabschaltung knapp über dem Nennstromverbrauch des zu testenden IC eingestellt werden kann.



Ab Netz oder Batterie

Das Hochsicherheits-Netzteil schaltet man zwischen ein handelsübliches Labornetzgerät (Teilbild 1.1) oder zwischen einem Batterieblock (Teilbild 1.2), beides mit symmetrischer Ausgangsspannung, und dem zu testenden IC. Das Netzgerät muss eine symmetrische und stabile Ausgangsspannung von ±9 VDC bis ±15 VDC liefern. Unter stabil ist hier nicht eine sehr konstante DC-Spannung zu verstehen. Wichtig ist, dass die Rippelspannung klein ist. Die Qualität eines preiswerten handelsüblichen Netzgerätes ist dazu völlig ausreichend. Falls man Batterien verwenden möchte, ist das überhaupt kein Problem, solange der erlaubte Betriebsspannungsbereich eingehalten wird. Diese Batteri-Methode eignet sich vor allem dann, wenn man von vornherein irgendwelche Erdschlaufen und Einkopplungen von Störsignalen vermeiden will. Diese Forderung ist oft dann sinnvoll, wenn der analoge Teil eines zu testenden IC hochempfindliche Eingänge hat, d.h. die Eingangsspannung massiv verstärkt werden muss. Man kann zwei 12-Volt-Batterien in Serie schalten und die Verbindung der beiden als GND benutzen. Eine Batterie-Normentladung von 70% entspricht dabei der unteren Grenze der Betriebsspannung des Hochsicherheits-Netzeils.

An Stelle von zwei 12-Volt-Batterien (oder 12-Volt-Akkus) können auch sechs 4.5-Volt-Flachbatterien in Serie geschaltet werden (Teilbild 1.2). Diese Lösung mit ±13.5 VDC ist besonders handlich, wenn man z.B. an einem Kongress o.ä. das Hochsicherheits-Netzteil mitnehmen und bei einer Demonstration des selbstentwickelten IC (in einer Schaltung) einsetzen muss. Genau dafür wurde dieses Hochsicherheits-Netzteil auch schon eingesetzt. Man muss dabei die sechs Flachbatterien ganz einfach mit starkem Klebband zu einem Block fixieren, alle Batterien in Serie verlöten und für die Verbindung von +Ue, GND und -Ue Bananenkopplungen verlöten, damit das Hochsicherheits-Netzteil leicht ein- und ausgesteckt werden kann.



Was bietet dieses Hochsicherheits-Netzteil?




So funktioniert die Schaltung

Die Prinzipschaltung in Bild 2 enthält nur gerade so viele elektronische Teile und das Makro DCFF (Delay Controlled FlipFlop) - tolle Wortschöpfung - um die Funktion der Schaltung grob zu erklären. Die Eingänge des Hochsicherheits-Netzteils sind mit +Ue und -Ue gekennzeichnet. Auf diese Eingänge folgen die einstellbaren Strombegrenzungen +Imax (P1) und -Imax (P2) sowie die einstellbare symmetrisch arbeitende Spannungsregelung ±Ua (P3), welche nach dem Dual-Trackingprinzip arbeitet. Das heisst, die negative Referenzspannung -Uref wird aus der positiven Ausgangsspannung +Ua abgeleitet. Die Spannungsinvertierung erfolgt mit dem Opmp IC:A3. Dies ist ein Verfahren, wie man es gelegentlich auch in integrierten Dual-Spannungsreglern, wie im Oldtimer-Spannungsregler MC1468, antrifft.

Erreicht der Spannungsabfall über dem Potmeter P1 (+Imax) bzw. P2 (-Imax) den Wert der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors T4 bzw. T5, erzeugt dieser einen Kollektorstrom, der über die Basis von T6 bzw. T7 die Referenzspannung +Uref bzw. -Uref unterdrückt. Damit erreicht man im Überlastbereich eine Strombegrenzung. Im Kurzschlussfalle wird +Uref bzw. -Uref beinahe 0 VDC und der Kurzschlusstrom hält sich auf den mit P1 (+Imax) bzw. P2 (-Imax) eingestellten Wert konstant. Der Überlast- oder Kurzschlusskonstantstrom wird zusätzlich zeitlich limitiert. Die Kollektorströme von T4 und T5 führen zu den beiden Anschlüssen OFF1 und OFF2 des Makro DCFF, das in der Hauptsache aus einer Verzögerung, einem Komparator und einem RS-Flipflop besteht. Erreicht der begrenzte Überstrom auf dem postiven oder negativen Pfad eine definierte Zeit, wird das RS-Flipflop zurückgesetzt und das Relais Rel unterbricht die Ausgänge +Ua und -Ua.

Beim Anschliessen des Hochsicherheits-Netzteiles an ein Netzgerät oder an eine Batterie (Bild 1) ist der Ausgang +Ua und -Ua per Default ausgeschaltet. Die orange LED "AUS" leuchtet. Erst durch Betätigen der EIN-Taste werden die Ausgänge +Ua und -Ua durch die Relaiskontakte eingeschaltet. Die rote (+Ua) und grüne LED (-Ua) leuchten.

Weshalb ein Relais und nicht zwei (MOS)-Leistungstransistoren? Grund ist die erhöhte Betriebssicherheit. Es ist leichter beim Experimentieren eine Drain-Source- (MOSFETs) bzw. eine Kollektor-Emitter-Strecke (bipolare Transistoren) durch Unachtsamkeit zu einem Kurzschluss zu "verschmelzen", als dies mit den Kontakten bei einem Kleinleistungsrelais mit genügend hoher Schaltleistung möglich ist. Auf die Ausgänge der Relaiskontakte folgt die symmetrisch aufgebaute Überspannungsbegrenzung. Mit P4 (+UaLimit) und P5 (-UaLimit) wird das Verhältnis zwischen Einsatzschwelle der Überspannungsbegrenzung und der Ausgangsspannung +Ua bzw. -Ua abgestimmt. Die invertierenden Referenzeingänge an den beiden Opamps des IC:C1 und IC:C2 sind direkt und invertiert (IC:C3) mit der variablen Referenzspannung verbunden, dessen Spannung mit dem Potmeter P3 (±Ua) eingestellt wird. Wird der Überspannungswert überschritten, z.B. als Folge eines Defektes des Leistungstransistors T1 bzw. T2, leitet der (Shunt)-Transistor T10 bzw. T11 und begrenzt die Ausgangsspannung auf den definierten Überspannungswert. Auch in diesem Fall reagiert sehr schnell die Überstromabschaltung. Dadurch entsteht an keinem Leistungsbauteil (T10 und T11) durch Überlast eine signifikante Erwärmung.

An den Eingängen befinden sich Dioden für den Zweck des Verpolungsschutzes. Sie dienen nicht als Gleichrichter! Das Hochsicherheits-Netzteil muss mit einer symmetrischen zumindest gut geglätteten DC-Spannungsquelle gespiesen werden. Die maximal zulässige Betriebsspannung (siehe "Technische Daten") darf durch den Spitzenwert eines vorhandenen Spannungsrippels nicht überschritten werden! Die Induktivitäten am Eingang dämpfen zusätzlich allfällige HF-Störungen. Am Ausgang zeigt eine rote und eine grüne LED an, ob die Ausgangsspannungen vorhanden sind. Die Methode der Ansteuerung dieser LEDs bewirkt, dass ihre Helligkeit vom Einstellwert der Ausgangsspannung unabhängig ist.



Die Schaltung im Detail (Bild 3 und Bild 4)

Die Spannungsregelung

Transistor T1, Opamp IC:A1 und der Spannungsteiler R7/R8 bilden die Regelschlaufe zur Erzeugung der stabilen positiven Ausgangsspannung an Punkt A (+Ua'). R7, R8 und einige weitere Widerstände haben die Zahl 1 im rechteckigen Kästchen des Widerstandssymboles. Dies zeigt die Widerstandstoleranz von 1%. Bei allen nicht gekennzeichneten Widerständen sind es 5%-ige. Z1 ist eine hochstabile Bandgap-Spannungsreferenz. An Uz liegt das Potmeter P3, welches eine variable stabile Referenzspannung Uref für die Spannungsregelung liefert, eingespiesen, über R18 und R17 in den nichtinvertierenden Eingang des Opamp IC:A1. R18 und C5 wirken als passives Tiefpassfilter zur Unterdrückung der Rauschspannung der Bandgap-Spannungsreferenz. Die Spannungsregelung verstärkt Uref mit R7 und R8 um den Faktor 2.18, weil aus der maximalen Referenzspannung Uref am Schleifer des P3 von +2.5 VDC eine Ausgangsspannung +Ua (Bild 4) von etwas mehr als +5 VDC erzeugt werden muss, damit die erwünschte maximale Ausgangsspnnung von +5 VDC sicher eingestellt werden kann.

Transistor T2, Opamp IC:A2 und der Spannungsteiler R25/R24 bilden die Regelschlaufe zur Erzeugung der stabilen negativen Ausgangsspannung an Punkt C (-Ua'). Opamp IC:A3 invertiert +Ua' und halbiert den Wert auf -Ua'/2. +Ua' (Punkt A) und -Ua' (Punt C) entsprechen +Ua und -Ua vor den Relaiskontakten (Bild 4). R27 und C8 wirken aus dem selben Grund als Tiefpassfilter wie R18 und C5. Dass R18 einen höheren Wert hat als R27 hat den Grund eines schwachen Slow-Turn-On-Effektes. Wenn an P3 manipuliert wird, folgt die Spannung, die man an einem Multimeter ablesen muss, leicht verzögert. Dies beruhigt und begünstigt eine präzise Einstelltätigkeit, aber wirklich nur dann wenn der Verzögerungseffekt schwach ist. R18*C5-Zeitkonstante etwa 100 ms.

Warum, denkt der aufmerksame Leser, wird +Ua' zur Bildung der negativen Referenzspannung erst halbiert, um diese dann in der Regelschlaufe wieder mittels R25 und R24 um den Faktor 2 zu verstärken? Ganz einfache Antwort: Die dynamischen Regeleigenschaften +Ua und -Ua sind fast identisch, wenn beide Regelverstärker beinahe den selben Verstärkungsfaktor und die selbe zusätzliche Frequenzgangkompensation (C3 und C7) haben.

Wer sich in Sachen Frequenzgangkompensation und dynamischer Vorgänge in Operationsverstärkerschaltungen praxibezogen schlau machen möchte, empfehle ich meinen Elektronik-Minikurs:


Die Strombegrenzung

Diese Strombegrenzungen sind um die Transistoren T4 (für +Ua) und T5 (für -Ua) aufgebaut. An P1 bzw. P2 wird der maximale Strom eingestellt. Je niedriger P1+R3 bzw. P2+R20, um so höher sind die maximal einstellbaren Ströme. Diese stellen sich ein, wenn der Spannungsabfall über diesen beiden Widerstandswerten die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T4 bzw. T5 erreicht hat. Dann fliessen in T4 bzw. in T5 Kollektorströme, und dies betrachten wir jetzt im Detail:

Wenn in T4, auf Grund des erreichten Maximalstromes, ein Kollektorstrom fliesst, fliesst ein Teil davon über R13 nach R14 und zur Basis von T6. Es fliesst in T6 ein Kollektorstrom. Dieser zieht die Referenzspannung am nichtinvertierenden Eingang des Opamp IC:A1 in Richtung GND und damit ebenso die Ausgangsspannung +Ua' und +Ua (Bild 4). Je geringer der Lastkreiswiderstand zwischen +Ua und GND (Bild 4) ist, um so niedriger der Wert von +Ua' bzw. +Ua. Der maximale Strom bleibt durch die Strombegrenzung konstant. Allerdings nur für eine sehr kurze Zeit, denn der Kollektorstrom von T4 hat noch eine andere Aufgabe. Er steuert das DCFF über D4, R9 und CT2 (CT = Timerkondensator) und R10 den als Komparator geschalteten Opamp IC:A4. R9 und CT2 wirken mit ihrer Zeitkonstante als Verzögerung bis die Spannung am invertierenden Eingang, die konstante Referenzspannung Uz am nichtinvertierenden Eingang überschreitet und der Ausgang des Komparators IC:A4 von logisch HIGH (etwa der Wert von +Ue) auf logisch LOW (etwa -Ue) schaltet. Dieser LOW-Pegel trennt +Ua von +Ua' und -Ua von -Ua' über das Relais Rel. Davon mehr im Kapitel "Überstrom-Abschaltung" mit Bild 4. Die Z-Diode Z2 dient zwecks reproduzierbarer Entladungszeit von CT2 über R12, weil durch Z2 die Ladespannung über CT2 von +Ue unabhängig ist.

Die Überstromabschaltung für die negative Ausgangsspannung -Ua ist etwas komplizierter. Die Strombegrenzung mit T5 arbeitet gleich wie die Strombegrenzungmit T4, jedoch mit inversen Spannungs- und Stromvorzeichen. Bei Überstrom fliesst ein T5-Kollektorstrom und ein Teil davon steuert über R1, R2 und CT1 die Basis von T3. Die Schaltung um T3 arbeitet als Spannungsumkehrstufe, womit erreicht wird, dass der Eingangsteil des DCFF auf die gleiche Art angesteuert wird wie mit dem Kollektor von T4. D3 und D4 arbeiten als passive ODER-Logik. Weil T3 jedoch als blosse Umkehrstufe - angesteuert durch die Schaltung welche den Überstrom mit T5 misst - sich anders verhält, als im Fall von T4 der das DCFF direkt ansteuert, ist mit CT1 eine zusätzliche Zeitverzögerung notwendig, damit bei beiden Überstromsituationen gleiche Verzögerungszeiten entstehen. Um die Verzögerungeszeiten für +Ua und -Ua gleichermassen zu ändern, muss daher CT1 und CT2 proportional zueinander verändert werden. Dies scheint eine aufwändige unflexible Prozedur zu sein. Da aber diese Einstellung, also die Zeit zwischen Überstrom bzw. Kurzschluss und Abschaltung - die Trägheit - in der Regel eine einmalige Angelegenheit ist, kann man damit leben. Wenn nicht, müsste dieser Teil der Schaltung massiv redimensioniert werden, das selbstverständlich dem interessierten Leser überlassen sei.

Der andere Teil des T5-Kollektorstromes erfüllt den selben Zweck wie bei T4. Es fliesst in T7 ein Basis- und damit auch ein Kollektorstrom. Dieser zieht die negative Referenzspannung am nichtinvertierenden Eingang des Opamp IC:A2 in Richtung GND und damit auch die Ausgangsspannung -Ua. Je geringer der Lastkreiswiderstand zwischen -Ua und GND ist, um so niedriger der Wert von -Ua. Der maximale Strom ist bis zur Abschaltung durch die Strombegrenzung konstant.

Wozu Diode D5? Ohne D5 würde zwischen Basis und Emitter von T7 eine in Sperrichtung wirkende Spannung liegen, welche dem durch R15 und R16 geteilten Spannungswert von +Ue entspricht. Dies ist dann der Fall, wenn T5 nicht leitet, die Strombegrenzung also inaktiv ist. Da die zulässige Emitter-Basisspannung bei etwa 5 VDC liegt, bräuchte es hier D5 nicht. Ändert man jedoch das Verhältnis von R15 zu R16 aus irgend einem Grund oder ändert man drastisch die Parameter der gesamten Schaltung mit wesentlich höherer Eingangsspannung ±Ue, ist D5, die fast nichts kostet, bereits vorhanden und man erspart sich die Suche nach dem Grund eines lästigen Fehlverhalten.

C2 und R5 bzw. C6 und R22: C2 und C6 braucht es, damit die beiden Spannungsregelschaltungen wegen L1 bzw. L2 stabil arbeiten. L1 mit C2 und L2 mit C6 wirken auch als passive Tiefpassfilter zweiter Ordnung zur Unterdrückung mittlerer Störfrequenzen. An den Ausgängen von +Ua und -Ua (Bild 4) hat es mit C16 und C17 noch keramische Multilayerkondensatoren, die mit L1 und L2 dafür sorgen, dass auch hochfrequente Störanteile ausreichend gefiltert werden. Da C2 bzw. C6 zwecks stabiler Funktion der Spannungsregelungen eine gewisse Grösse haben müssen, muss R5 bzw. R22 für den Kurzschlussfall den Entladespitzenstrom von C2 bzw. C6 begrenzen, um u.a. auch T1 bzw. T2 zu schützen. Je nach anderer Dimenensionierung des maximalen Laststromes kann dieser Widerstand natürlich auch kleiner oder grösser gewählt werden. Da C2 und C6 Elkos sind und damit selbst eine gewisse parasitäre Eigeninduktivität haben und sich damit kaum mit L1 bzw. L2 als HF-Sperrfilter (Tiefpassfilter) eignen, sollten C4 und C9 keine Wickel- sondern Keramikvielschichtkondensatoren sein.

IC-Speisung: Die Speisung aller Opamps (auch in Bild 4) erfolgt mit +Ue und -Ue (die Speisung des CMOS-IC IC:B mit +Ue und GND) nach der Induktivität L1 bzw. L2, Falschpol-Schutzdiode D1 bzw. D2 und Feinsicherung F1 bzw. F2. Ck symbolisiert die Keramikvielschichtkondensatoren im Wert von etwa 100 nF, vorzugsweise in der Nähe der Speiseanschlüsse der ICs. Es geht hierbei also nicht bloss um diese zwei gezeichneten Kondensatoren. Es sind insgesamt fünf Stück. IC:B wird mit +Ue und GND braucht nur einen.

Wir kommen nun zu Bild 4:

Überstrom-Abschaltung

Die Überstrom-Abschaltung setzt mit dem zweiten Teil des DCFF fort. Der erste Teil in Bild 3 dient der Aufbereitung des Überstromes (aktive Strombegrenzung) zu einem logischen LOW-Pegel auf der Leitung B. Dieser LOW-Pegel hat eine Spannung von etwa -Ue. Das CMOS-Logic-IC, Triple-3-Input-NAND-Gate CD4023 oder MC14023, IC:B wird mit +Ue und GND gespiesen, weil die maximal zulässige Betriebsspannung bei 15 VDC (Worstcase = 18 VDC) liegt. Würde man einen Gate-Eingang direkt mit -Ue speisen, gäbe dies einen Latchup und das CMOS-IC würde einen Kurzschluss von +Ue nach GND verursachen. Um dies zu verhindern ist vor dem Eingang Pin 4 des IB:B2 R31 und D6 vorgeschaltet. D6 ist eine kleine Germaniumdiode. Die Durchflussspannung von etwa 250 mV garantiert, dass die zulässige Spannung von -500 mV nicht erreicht wird. Man kann allerdings auch eine Siliziumdiode verwenden, wenn man zwischen dieser und dem Gate-Eingang einen weiteren Widerstand von etwa 10 k-Ohm in Serie zu R31 schaltet. Der Gatestrom ist dabei viel zu gring, als dass es zu einem Latchupeffekt kommt. Anstelle der Germaniumdiode kann man auch eine Schottkydiode einsetzen.

Wenn das Hochsicherheits-Netzteil mit ±Ue verbunden wird, ist der spannungssymmetrische Ausgang ±Ua vorerst abgeschaltet. Dafür sorgt die einfache AUTO-RESET-Schaltung bestehend aus R34 und C11 mit einer Zeitkonstante von 330 ms. Da die Umschaltschwelle bei einem CMOS-Gate bei etwa der halben Betriebsspannung (+Ue/2) liegt, beträgt die LOW-Haltezeit am Eingang Pin 5 des IC:B2 etwa 200 ms. Damit befindet sich, nach dem Anschliessen (±Ue) des Hochsicherheits-Netzteiles an eine DC-Spannungsquelle, das RS-Flipflop, bestehend aus den beiden Gattern IC:B1 und IC:B2, im Reset-Zustand. Der Ausgang des IC:B2 (Pin 6) liegt auf HIGH. Damit liegen alle Eingänge des IC:B1 auf HIGH, was den Resetzustand aufrecht erhält. Der HIGH-Pegel am Ausgang des IC:B2 steuert über R35 und R36 T8. Damit fliesst ein T8-Kollektortrom, die orange LED "AUS" leuchtet und signalisiert den Aus-Zustand. Die AUS-Taste liegt parallel zur AUTO-RESET-Schaltung. R56 begrenzt den Entladestrom von C11 über die Kontakte der AUS-Taste.

Wird die EIN-Taste gedrückt, wird das RS-Flipflop IC:B gesetzt, vorausgesetzt das Signal auf der Leitung B hat HIGH-Pegel. Ist dieser Pegel auf LOW, wirkt sich die Betätigung auf die EIN-Taste weder auf das Relais, das ausgeschaltet ist, noch auf die LED "AUS" aus, die leuchtet. Dieser sperrende Zustand dauert solange an wie sich CT2 über R12 entlädt (Bild 3). Und dies beträgt bei der vorliegenden Dimensionierung etwa eine halbe Sekunde. Wird im Zustand eines Überstromes oder eines Kurzschlusses die Ein-Taste gedrückt, schalten DCFF und das Relais ±Ua nach der definierten Verzögerungszeit gleich wieder aus. Ein dauerhafdtes Drücken der EIN-Taste lässt die gesamte Schaltung mit einem grossen Tastverhältnis oszillieren. Lange Zeit für den Aus- und kürze Zeit für den Ein-Zustand. Kann jedoch mit der EIN-Taste normal eingeschaltet werden, geht der Ausgang des IC:B2 auf LOW (GND), die LED "AUS" erlischt und das Relais Rel zieht an, weil T9 Basisstrom erhält und ein T9-Kollektorstrom fliesst. D7 dient als Leerlaufdiode, um beim Abschalten des Relais eine hohe Selbstinduktionsspannung zu unterdrücken, welche T9 zerstören könnte.

Das passive Tiefpassfilter aus R30 und C10, mit einer Zeitkonstante von 0.2 ms, verlangsamt die Umschaltzeiten des RS-Flipflop so stark, dass steile Transienten von externen Störsignalen das RS-Flipflop nicht zufällig unkontrolliert schalten können. Die Eingänge des dritten unbenutzten Gatters IC:B3 liegen auf HIGH (+Ue). Sie dürfen natürlich auch mit LOW (GND) verbunden sein. Auch eine gemischte Verbindung wäre zulässig, bloss offenliegen sollte kein CMOS-Eingang.


Überspannungsbegrenzung

Wir kommen nun zum letzten Teil des Hochsicherheits-Netzteiles. Mit den Trimmpotmetern P4 bzw. P5 stellt man die zu +Ua bzw. -Ua relative positive und negative Überspannung ein. Man betrachte zunächst die Überspannungsbegrenzung für +Ua. Die Referenzspannung Uref (Bild 3) führt über R40 zum invertierenden Eingang des Opamps IC:C1. Uref ist die Referenzspannung am Schleifer von P3 (Bild 3), mit dem die Ausgangsspannung ±Ua eigestellt wird. Im Normalfall bleibt die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des IC:C1 stets etwas unterhalb von Uref, weil diese durch die Spannungsteilung mit P4, R39 und R38 gebildet wird. Erst dann, wenn als Folge einer Störung, +Ua so gross ist, dass die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des IC:C1 gleich gross oder grösser ist als die Spannung am invertierenden Eingang, steigt die Spannung am Ausgang des IC:C1 soweit an, dass in T10 gerade soviel Basis- und Kollektorstrom fliesst, dass sich +Ua auf den Wert der Überspannung stabil einstellt. Wir haben es hier mit einer sogenannten Shuntspannungsregelung zu tun. Die Strombegrenzung liefert die Schaltung um T4 (Bild 3), was korrekterweise zur Folge hat, dass verzögert die Überstrom-Abschaltung aktiv wird und +Ua unterbricht. T10 braucht wegen der sehr kurzen Einschaltdauer im 10ms-Bereich (hier etwa 50 ms) keinen Kühlkörper.

Die Strombegrenzung (Bild 3) und die Überstromabschaltung arbeiten nur dann, wenn eine Überspannung die Folge einer defekten Spannungsregelung ist. Erfolgt die Überspannung an +Ua bzw. -Ua durch direkte Berührung mit extrenen höheren positiven bzw. negativen Spannungen, wirkt nur die Überspannungsbegrenzung (Shuntregelung) mit T10 bzw. T11. Ist mit diesem Störfall zu rechnen, sollten T10 und T11 gekühlt, bzw. mit Kühlkörpern versehen werden. Es sind bei einem Störfall dieser Art auch Grenzen durch T10 und T11 selbst in Bezug auf Maximalstrom und Maximalleistung gesetzt.

Opamp IC:C3 invertiert die mit P3 (Bild 3) variable Referenzspannung Uref auf den Wert von -Uref. Die Shuntspannungsregelung mit IC:C2 und T11 für den Bereich der negativen Ausgangsspannung -Ua, funktioniert genau gleich wie die soeben beschriebene für die positive Ausgangsspannung +Ua, jedoch mit inversen Spannungs- und Stromvorzeichen.

C12 bzw. C15 sorgen für eine zusätzliche Frequenzgangkompensation, damit die Shunt-Regelschaltung stabil arbeitet. Wenn eine Überspannung so kurz dauert, dass die Überstromabschaltung nicht anspricht, ist es wichtig, dass die Ladungsträger aus der Basis von T10 bzw. T11 so rasch wie möglich ausgeräumt werden. Dies besorgt C13 bzw. C14 wenn der Ausgang von IC:C1 bzw. der Ausgang von IC:C2 auf etwa -Ue bzw. +Ue umschaltet. D8 bzw. D9 benötigt es, um eine dauerhafte viel zu hohe Basis-Emitter-Schwellenspannung von T10 bzw. T11 zu vermeiden. Gerade deshalb allerdings braucht es C13 bzw. C14, weil nur mit R44 bzw. R45 nach GND wäre der Ausräumeffekt der Ladungsträger zu schwach.

Zum Schluss noch die optische Spannungszeige mit einer roten LED für +Ua und einer grünen LED für -Ua. Die rote LED wird über R52 mit +Ue und die grüne LED über R53 mit -Ue betrieben. Dies hat den Vorteil, dass die Leuchtstärke der LEDs nicht vom Spannungswert +Ua und -Ua abhängt. Damit braucht man allerdings eine Schaltstufe welche von +Ua bzw. -Ua gesteuert wird. Wenn +Ua bzw. -Ua keine Spannung haben, bleibt die entsprechende LED dunkel.

Warum Darlington- und warum Komplementär-Darlingtonstufen? Mit nur einem Transistor, also z.B. nur T12, der die rote LED steuert, müsste R50 so niederohmig gewählt werden, dass auch bei sehr niedriger Spannung an +Ua T12 noch sicher durchgeschaltet (gesättigt) ist, damit die rote LED voll leuchtet. Bei einem höher eingestellen Spannungswert von +Ua, wäre der Strom durch R50 so hoch, dass er bereits einen signifikanten Anteil des gesamten Stromes auf der Leitung +Ua ausmacht. Benutzt man eine Darlingtonstufe, reduziert sich der Strom durch R50 drastisch und man kann für R50 einen sehr viel höheren Wert wählen. Benutzt man eine Komplementär-Darlingtonstufe, kann +Ua niedriger sein, nämlich auf einem Wert von etwa 0.7 VDC damit die rote LED voll leuchtet. Damit kann man auch besonders niedrige Spannungen von +Ua optisch anzeigen und man kann so gut wie sicher sein, wenn die rote LED nicht leuchtet, ist +Ua praktisch spannungsfrei. Um dies im ausgeschalteten und an +Ua unbelasteten Zustand zu garantieren, entlädt R47 C16 vollständig. Die selbe Betrachtung gilt für die komplementäre Schaltung für die optische Anzeige (grüne LED) der negativen Ausgangsspannung -Ue.



Abgleicharbeiten


Abgleich der max.Ausgangsströme mit P1 und P2

Die maximalen Ströme an den Ausgängen +Ua und -Ua werden getrennt eingestellt. Zur Einstellung schliesse man zwischen +Ua oder -Ua und GND ein Multimeter (Strommessung) und stelle den gewünschten Kurzschlußstrom an P1 bzw. P2 ein. Wegen dem Dual-Tracking-Prinzip muss die Einstellung getrennt erfolgen. Damit die Stromabschaltung hier nicht anspricht und das Relais nicht abfällt, muss man Pin 6 beim Opamp IC:A4 mit GND verbinden (Bild 3).

Man kann diese Abschaltverhinderung auch umgehen, wenn man an +Ua bzw. -Ua mittels Lastwiderstand gegen GND den gewünschten maximalen Strom einstellt und dann die P1 bzw. P2 langsam soweit zurückdreht, bis die Überstromabschaltung gerade anspricht.


Abgleich der Überspannungsabschaltung mit P4 und P5

Man benötigt dazu ein externes Netzgerät, ein Vorwiderstand Rv zwecks Strombegrenzung und ein einfaches Strommessgerät. Es kann auch ein Multimeter sein. Rv kann man weglassen, wenn das externe Netzgerät eine einstellbare Maximalstrombegrenzung hat, die auf wenige 10 mA eingestellt werden kann. Man verbindet bei eingeschaltetem Hochsicherheits-Netzteil und einer definierten Ausgangsspannung +Ua oder -Ua die genannten Komponenten wie Bild 5 illustriert. Der Abgleich wird erst bei der positiven, dann bei der negativen Ausgangsspannung durchgeführt. Die Ausgangsspannung beim externen Netzgerät sollte etwa 50% höher als die Ausgangsspannung +Ua oder -Ua des Hochsicherheits-Netzteil gewählt werden. Die Überspannung am Ausgang +Ua bzw. -Ua reduziert sich auf den mit Trimmpotmeter P4, bzw. P5 eingestellten Wert. An diesen Trimmpotmetern können nun nacheinander die gewünschten relativen Überspannungswerte eingestellt werden. Der Strom, welcher vom externen Netzgerät in die Überspannungsbegrenzung (Bild 4) fliesst, ist unkritisch. Es genügen einige zehn Milliampere für diesen Abgleich. Es sollte einfach nicht zuviel sein, damit sich T10 bzw. T11 nicht unnötig erwärmt.

Für diesen Abgleich muss, nach oben erklärter Methode, die Überstromabschaltung deaktiviert sein.


Messung und Veränderung der Überstromabschaltverzögerung

Durch das Verändern der beiden Elkos CT1 und CT2 (Bild 3), kann die Abschalt-Verzögerungszeit verändert werden. Messen kann man sie mit einer externen Zusatzschaltung, illustriert in Bild 6. Mit ihr testet man gleichzeitig den positiven (+Test über Rv mit +Ua verbinden) und den negativen Ausgang (-Test über Rv mit -Ua verbinden) des Hochsicherheits-Netzteiles. Rv wählt man so niederohmig, dass die Strombegrenzung mit T4 bzw. T5 (Bild 3) arbeitet, die Ausgangsspannung an +Ua bzw. -Ua jedoch so noch so hoch ist, damit man sie einwandfrei mit einem Oszilloskopen messen kann.

Betrieben wird die Schaltung mit einem Impulsgenerator, der mit einem einstellbaren grossen Bereich des Tastverhältnisses Impulsbreiten im erwünschten Bereich liefert. Bei High-Pegel am Eingang (TTL/CMOS-Eingang)der Testschaltung schliessen die beiden Ausgangstransistoren T1 und T2 an den Anschlüssen +Test und -Test mit GND kurz. Die Testschaltung ist eingangsseitig TTL-/CMOS-kompatibel. Mit Hilfe eines Oszilloskopes misst man an den Ausgängen +Ua bzw. -Ua die Abschaltverzögerung,- also die Zeit zwischen Spannungseinbruch beim Einsatz des zu hohen Stromes bis zur Nullspannung. Wenn man dabei ständig auf die Ein-Taste drückt, oszilliert die Schaltung, wie bereits weiter oben beschrieben. Auf diese Weise kann man besonders leicht die Abschaltverzögerung mit dem Oszilloskopen beobachten.


Dynamische Messung der Überspannungsbegrenzung

Dazu benutzt man die selbe Testschaltung, wie sie Bild 6 illustriert. Man testet nacheinander den positiven und den negativen Ausgang. Dazu verbindet man e1 mit dem Kollektor und c1 mit dem Emitter von T1 (Bild 3). Danach e2 mit dem Kollektor und c2 mit dem Emitter von T2 (Bild 3). Bei High-Pegel am Eingang der Testschaltung (Bild 6) wird die Kollektor-Emitterstrecke des entsprechenden Reglertransistors T1, bzw. T2 (Bild 3) kurzgeschlossen. Man simuliert damit den Defekt dieser Transistoren. Es erfolgt eine plötzliche Überspannung. Mit dem Oszilloskopen kann man das Einschwingverhalten des Überspannungsbegrenzers an den Ausgängen +Ua und -Ua prüfen. Die Impulsdauer sollte dabei so kurz eingestellt sein, dass die Überstromabschaltung gerade noch nicht anspricht, weil sonst die Beobachtung auf dem Oszilloskopen nur einmal möglich ist. Wenn man bei diesem Test die Impulsbreite ganz langsam vergrössert, kann man auf dem Bildschirm sehr leicht erkennen, bei welcher Verzögerungszeit das Hochsicherheits-Netzteil abschaltet.




Technische Daten 

 
Einstellbereiche (kann auf andere Werte dimensioniert werden):

Ua =              ± 0  -  ± 5 VDC

Ia =              ±10  -  ±50 mA

Überspannung =  0 - 30 % über der eingestellten
Ausgangsspannung +Ua und -Ua


Messdaten:

RMS-Störspannungen (Rauschen, HF-Einfluss, Brumm):
Parameter:  Ua = ±3 VDC

Ua      =      +3VDC   -3VDC
--------------------------------------
±Ia   =  0 mA
f-BW =  20 kHz       5µV     5µV
f-BW = 100 kHz       5µV     5µV

±Ia = 50 mA
f-BW =  20 kHz       5µV     5µV
f-BW = 100 kHz      12µV     7µV


Statische Spannungsstabilität (stat. Quellwiderstand):

dU / dI  =  3 mV / 40 mA  =  75 m-Ohm
(Prototyp. Wert ist abhängig von der Leiterführung.)


Einschwingvorgang bei einer Laststromänderung von 40 mA:

Einschwingdauer =        max. 100 µs

Over- /Undershooting =   max. 100 mV


Überstrom-Abschaltverzögerung:    50 - 60 ms

Während dieser Zeit bis zur Abschaltung wirkt die an
den Potmetern P1 und P2 eingestellte Strombegrenzung.
Man stelle diesen Überstrom unterhalb des Worstcase-
Grenzwertes des Datenblattes des zu testenden IC ein.


Eingangsspannungsbereich ±Ue:   +8.4 VDC* .... +15 VDC**
-8.4 VDC* .... -15 VDC**

* Darf nicht niedriger sein, damit das
Relais Rel noch einwandfrei anzieht.
Sonst anderer Relaistyp wählen.

** Sollte nicht viel höher als +15 VDC
sein wegen IC:B (siehe Text).


Eingangsströme (EIN):     +35 mA       bei Ue = +12VDC
-30 mA                -12VDC
(Ohne Ausgangslast!)

Eingangsströme (AUS):      +15 mA      bei Ue = +12VDC (LED-Strom)
- 2 mA               -12VDC


Feinsicherung F1 und F2:    100 mA flink (für vorliegende Strom-
dimensionierung)


Überspannungsschutz:      Overshoot von 15% während ca. 5 µs ,
nach 50 - 60 ms Abschaltung durch
Überstromabschaltverzögerung.

Es   gelang   mir   nicht,    mittels
Überspannungsstresstest, ein HCMOS-IC
zu  zerstören,  wobei ich  das  Over-
shooting mit einer Frequenz von  etwa
20 Hz minutenlang laufen  liess.  Die
Betriebsspannung war auf den  Absolu-
te-Maximum-Rating-Wert eingestellt.