Die Power-Zenerdiode aus Zenerdiode und Transistor
Die präzise einstellbare geregelte Power-Zenerdiode

Einleitung

Zenerdioden (Z-Dioden) setzt man dort ein, wo Spannungen begrenzt werden müssen, wobei besonders hohe Präzision und sehr kleine Spannungstoleranzen eher nicht gefragt sind. Eine kleine Einführung darüber wie Z-Dioden funktionieren, erfährt man in:


Eine Vertiefung zum Thema Z-Dioden, über den differenziellen Innenwiderstand, den Temperaturkoeffizienten und eine kleine Einführung über hochpräzise Spannungsreferenzen liest man in:


Wenn man eine Spannung begrenzen will, bei der Leistung eine Rolle spielt, benötigt man eine Z-Diode, die in der Lage ist genügend hohe Leistung zu verarbeiten. Es gibt teure Leistungs-Z-Dioden bis weit in den 10-Watt-Bereich, wobei der passende Spannungstyp nicht immer leicht erhältlich ist. Es gibt allerdings eine preiswertere Methode aus einer Kombination mit einer kleinen Z-Diode und zwei Transistoren, wobei der eine dieser beiden ein Leistungstransistor sein muss. Mit dieser etwas aufwändigeren Methode ist man nicht von schwierig erhältlichen Leistungs-Z-Dioden abhängig und man ist sehr flexibel in der Gestaltung von Begrenzungsspannung und zulässiger Verlustleistung. Mehr zu diesem Thema in diesem Elektronik-Minikurs.

Will man es komfortabler mit einstellbarer präziser Spannungsbegrenzung, kommt eine Bandgap-Spannungsreferenz, ein Operationsverstärker (Opamp) und eine Transistorstufe zur Anwendung. Siehe dazu das Kapitel "Die präzis einstellbare und geregelte Power-Zenerdiode".



Wichtige Daten-Links zu Bauteilen, zusammengefasst

Die Links zu Datenblätter die wir in diesem Elektronik-Minikurs benötigen, sind hier zusammengefasst:
BD239 | TIP140 | 2N2905A | BC560 | MPSA92 | IRLZ34N | TLC271 |
LED-Diagramme Quelle: NULLOHM.de |



Nicht für kurzzeitige Überspannungsimpulse!

Damit keine Missverständnisse entstehen, es geht hier nicht darum kurzzeitige Überspannungsimpulse abzuleiten. Dafür gibt es Zinkoxyd-Varistoren und andere kleine hochleistungsfähige Überspannungsbegrenzer mit Leistungen bis zu 1500 Watt während maximal einer Millisekunde. Solche Überspannungsbegrenzer findet man bei Farnell die kaum grösser sind als eine Leistungs-Z-Diode von 5 Watt. Ein Grundlagenkurs über Varistoren gibt es im Elektronik-Kompendium von Patrick Schnabel.

In diesem Elektronik-Minikurs soll eine Möglichkeit vorgestellt werden, wie man eine Betriebsspannung mit hoher Leistung dauerhaft vor Überspannung schützen kann. Benötigt man beides, also ein Schutz vor dauerhafter Überspannung und ein Schutz vor kurzen Überspannungsimpulsen, benötigt man auch beides. Dann sollte man zu der hier vorgeschlagenen Schaltung einen schnellen Überspannungsbegrenzer parallel schalten.



Von der Z-Diode zur Power-Z-Diode

Bild 1 zeigt links die traditionelle Z-Diodenstabilisierungsschaltung, bestehend aus Vorwiderstand Rv und Z-Diode Z. Übersteigt die Spannung an Ue den Wert der Zenerspannung von Z, wird die Spannung an Ua konstant gehalten. Die Spannungskonstanz ist dabei abhängig vom differenziellen Widerstand und vom Temperaturkoeffizienten von Z. Die Differenzspannung Ua - Ue liegt über Rv.

Wenn jemand nicht weiss was der differenzielle Widerstand und der Temperaturkoeffizient einer Z-Diode sind, kann man sich schlau machen in diesem Elektronik-Minikurs:


Bild 1 zeigt rechts die Power-Z-Diode, bestehend aus einer kleinen leistungsschwachen Z-Diode als Referenzspannungsquelle und einer zweistufigen Transistorverstärkerschaltung. Wenn Ue niedriger ist als die Zenerspannung von Z, hat die Basis von T1 über R1 Emitterpotential. T1 ist offen. Die Basis von T2 hat über R2 Emitterpotential. T2 ist ebenfalls offen. Durch die Power-Z-Diode fliesst daher kein Strom. Übersteigt Ue die Zenerspannung von Z plus die Basis-Emitter-Spannung von T1, fliesst ein Strom durch die Basis von T1 und durch Z. Dieser Basisstrom erzeugt verstärkt einen T1-Kollektorstrom, der grösstenteils dem Basisstrom von T2 entsprechen soll. Dadurch fliesst ebenfalls stromverstärkt ein T2-Kollektorstrom. Die Zenerspannung von Z plus die Basis-Emitter-Spannung von T1 bestimmen die "Zenerspannung" Ua der Power-Z-Diode. Steigt Ue weiter, fliessen einfach um so mehr Basisströme in T1 und T2 und der dadurch zunehmende T2-Kollektorstrom nimmt gerade soviel Strom auf, dass Ua konstant bleibt. Sieht man vom Strom durch R1 ab, fliesst durch Z ein Strom der aus dem T2-Kollektorstrom dividiert durch die beiden Stromverstärkungsfaktoren von T1 und T2 resultiert. Siehe dazu die Formel in Bild 1. Wozu R3 dient, wird im Kapitel "Dimensionierung einer Power-Z-Diode" erklärt.

Genau genommen handelt es ich bei dieser Transistorschaltung um eine komplementäre Darlingtonstufe. Die Eigenschaft von T1 - NPN oder PNP - verleiht der Darlingtonstufe ihre Eigenschaft. T1 ist ein PNP-Transistor und genau so verhält sich die Darlingtonstufe als Ganzes, nur mit sehr viel grösserer Stromverstärkung als nur ein Einzeltransistor. Mehr zu diesem Thema, das die Vorteile des komplementären Darlington in den Fokus stellt, liest man im Elektronik-Minikurs:

Der Strom Ie errechnet sich, wie bei der traditionellen Z-Diodenschaltung, aus dem Spannungsabfall über Rv dividiert durch den Widerstandswert von Rv. Der Strom durch die Power-Z-Diode, zur Hauptsache durch T2, ergibt sich dem Eingangsstrom Ie minus dem Strom des Verbrauchers, der an Ua angeschlossen ist, vorausgesetzt der Strom des Verbrauchers reduziert die Spannung an Ua nicht so stark, dass die Zenerspannung der Power-Z-Diode unterschritten wird. In diesem Fall ist die Power-Z-Diode stromlos.



Dimensionierung einer Power-Z-Diode

Es soll im Versuch eine teure digitale Schaltung getestet werden, die an ein Netzgerät mit einer einstellbaren Ausgangsspannung und einer einstellbarer Strombegrenzung angeschlossen wird. Man arbeitet sehr vorsichtig und bereitet den Versuch unter Worstcasebedingungen vor. Da man für den Testfall die Betriebsspannung zwischen 4 und 6 VDC variieren will, möchte man unbedingt ein unkontrolliertes Hochfahren der Betriebsspannung vermeiden. Man wollte jedoch keine Crowbar-Schaltung einsetzen, weil diese im Falle einer Überspannung die Betriebsspannung kurzschliesst und so den Test unterbricht. Man will, dass eine Überspannung auf ein ungefährliches Mass dauerhaft limitiert wird. Dadurch wird die zu testende Schaltung in ihrer Funktion nicht beeinträchtigt. Hierzu eignet sich hervorragend eine Power-Z-Diode, wie sie weiter oben in Bild 1 gezeigt wird.

Bild 2 zeigt die dimensionierte Power-Z-Diode wie sie eingesetzt wird. Links sehen wir ein beliebiges Netzgerät welches die erwünschte Spannung und den nötigen Strom liefert. Rechts die zu testende Digitalschaltung und in der Mitte die Power-Z-Diode, die nur dann aktiv wird, wenn eine zu hohe Spannung am Netzgerät eingestellt wird. Wenn die Power-Z-Diode inaktiv ist, arbeitet das Netzgerät als Konstantspannungsquelle, ist die Power-Z-Diode jedoch bei Überspannung aktiv, als Konstantstromquelle. Deshalb sieht man hier auch keinen Vorwiderstand Rv, wie in Bild 1 dargestellt ist. Ein Vorwiderstand würde die Stabilität der Betriebsspannung, hier +5 VDC, signifikant beeinträchtigen. Für einen solchen Test, ist daher ein Netzgerät mit einstellbarer Strombegrenzung unbedingte Voraussetzung!


Berechnungsbeispiel

Beispiel: Die zu testende Schaltung (Bild 2) besteht aus einem Prozessor und aus schneller HCMOS- oder sogar ACMOS-Logik. Die Betriebsspannung ist 5 VDC. Die Toleranz liegt, wie bereits angedeutet, zwischen 4 und 6 VDC. Die maximal zulässige Spannung ist bei HCMOS üblicherweise mit 7 VDC (Absolute Maximum Ratings) angegeben. Wir legen die Limiterspannung der Power-Z-Diode auf etwa 6.3 VDC fest (Spannung der Z-Diode 5V6 plus Basis-Emitter-Spannung von T1 von etwa 0.7 V). Dazu kommt, dass die zu testende Schaltung einen Strom von 1.2 A benötigt. Bei 6 VDC sind es etwa 1.4 A. Am Netzgerät wird somit die Strombegrenzung auf 1.5 A eingestellt.

Kühlung: Für die Power-Z-Diode gelten also die beiden Grenzdaten 6.3 VDC und 1.5 A. Dies ergibt eine Verlustleistung von knapp 10 Watt von T2, falls die zu testende Schaltung gerade nicht angeschlossen ist und eine Überspannung von mehr als 6.3 VDC am Ausgang des Netzgerätes anliegt, wenn keine Last angeschlossen ist. Die Wärme aus der Verlustleistung von T2 muss mit einem genügend grossen Kühlkörper abgeleitet werden. Der Elektronik-Minikurs Einfaches Labornetzteil 0-20VDC/max.3A bietet im Kapitel "Kühlkörper-Online-Berechnungsprogramme" eine Unterstützung zur Berechnung eines Kühlkörpers. Als T2 in Bild 2 wählen wir den Leistungstransistor BD239 und damit kommen wir zu Bild 3 mit dem Leistungs-Diagramm:

Bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 6 VDC (Anwendung in Bild 2) darf man für den gewählten T2 (BD239) einen Kollektorstrom bis zu 2 A zumuten. Mehr auf keinen Fall! Diese 2A-Grenze gilt auch für eine niedrigere Kollektor-Emitterspannung bis hinunter in den gesättigten Bereich (Schaltanwendung). Dieses Strommaximum bezieht sich auf die Bondierung. Für unsere lineare Anwendung genügt allerdings ein Strom von 1.5 A (einstellbare Strombegrenzung beim Netzgerät). Bei ausreichender Kühlung wäre eine T2-Kollektor-Emitter-Spannung, bzw. Spannungsbegrenzung des Netzgerätes (Bild 2) von maximal mehr als 20 V zulässig. Siehe punktierte Linie mit dem Angaben 1.5A und >20V. Benutzt man diese Power-Z-Diode bei einem maximalen Strom von nur 800 mA, darf die Spannungsbegrenzung einen Wert von maximal 40 V haben. Natürlich ebenfalls nur bei ausreichender Kühlung! Anstatt von 10 W (siehe weiter oben) sind es hier 32 W. Dies zeigt die Skizze in Bild 3. In Bild 3 liest man allerdings, dass maximale Leistung 30 W nicht überschreiten darf. So ist es auch erkennbar im selben Diagramm Figure 4 im Datenblatt des BD239. Figure 5 ergänzt Figure 4 mit den Angaben zur maximalen Leistung in Bezug auf die Gehäusetemperatur des BD239. Mit diesen beiden Diagrammen stehen die Informationen zur Dimensionierung der Kühlung zur Verfügung.

Um die Schaltung von Bild 2 zu dimensionieren, müssen wir uns noch zusätzlich mit dem BD239-Datenblatt befassen. Auf Seite 2 in der ersten Tabelle liest man eine garantiert minimale Stromverstärkung ß (Beta) von 15 bei einem Kollektorstrom von 1 A und 40 bei 200 mA und dies bei einer Kollektor-Emitter-Spannung von 4 V. Auf Grund meiner vieljährigen Erfahrungen mit dem BD239 wäre es reichlich unrealistisch mit derart schlechten Werten zu arbeiten. Ich werde jedenfalls den Eindruck nicht los, dass es ähnlich wie bei den Medikamenten-Informationen juristische Absicherungen sind. Hier spielt man die ß-Werte hinunter und bei den Medikamenten übertreibt man oft mit den Nebenwirkungsinfos. Hauptsache, die Firma bleibt geschützt und bedeckt, falls irgendwelche Klagen eintrudeln sollten. Wenn man nicht gleich eine fabrikmässige Serie herstellen und auf der absolut sicheren Seite sein will, darf man die typischen Daten in Erwägung ziehen, jedoch mit der angewendeten Stromverstärkung etwas unterhalb des typischen Wertes bleiben. Das ist ein guter Kompromiss.

Massgeblicher für meine Einsätze waren stets die Diagramme Figure 1 und Figure 2 auf Seite 3 des BD239-Datenblattes. Figur 1 zeigt zwischen einem Kollektorstrom von 30 mA bis 600 mA eine Stromverstärkung 100. Bei 1 A beträgt diese noch immer 70. Dieser Wert ändert sich nur wenig zwischen einer Temperatur von 25 und 80 ºC. Uce = 4 VDC. Betreffs diesen 4 VDC betrachte man Figure 2 und man stellt fest, dass gerade im unteren bis mittleren 100mA-Bereich des Kollektorstromes, die Stromverstärkung zwischen einer Kollektor-Emitter-Spannung von 0.5 V und den genannten 4 V und auch höher sich nicht dramatisch ändert. Was bedeutet das für die aktuelle Anwendung mit einem Kollektorstrom von 1.5 A in Bild 2? Man kann eine typische Stromverstärkung von etwa 50 (Figure 1) extrapolieren. Um mittlere Toleranzen auszugleichen, lohnt sich die T2-Stromverstärkung mit 30 in der Schaltung anzuwenden.

Der Basisstrom von T2 hat etwa einen Wert von (1.5A/30) 50 mA. R2 dient zum steileren Übergang vom nichtleitenden in den leitenden Zustand von T2. Es genügt hier wenn R2 etwa 1/10 des Basisstromes von T2, also etwa 5 mA aufnimmt. Widerstand R2 ergibt sich aus der Basis-Emitter-Spannung von T2 dividiert durch den Strom von 5 mA. Also 0.65V/5mA=132 Ohm. Man wähle für R2 120 Ohm. Der Kollektorstrom von T1 beträgt etwa 55 mA. Runden wir auf zu 60 mA. Die Kollektor-Emitterspannung von T1 beträgt knapp 6 VDC und die Verlustleistung bei 60 mA etwa 360 mW. Es empfiehlt sich z.B. ein PNP-Transistor des Typs 2N2905. Der minimale Stromverstärkung beträgt etwa 100. Gehen wir hier von diesem Wert aus, dann beträgt der T1-Basisstrom gerade noch 0.6 mA.

Nun folgt die Dimensionierung von R1 und Z. Damit bei hochfahrender Netzgerätespannung in den Limitbereich, gegeben durch die Zenerspannung von Z, der Einsatz des Kollektorstromes von T1, und somit auch des Kollektorstromes von T2, nicht schleichend erfolgt, soll der Strom durch R1 mindestens dreimal so gross sein wie der Basisstrom von T1. Dadurch wird T1 im Übergangsbereich eher spannungs- als stromgesteuert: Bereits bei einer Netzgerätespannung weit unterhalb der Zenerspannung von Z fliesst ein sehr niedriger Zenerstrom. Ohne R1 würde dieser Strom durch die Basis von T1 fliessen. Durch die hohe Stromverstärkung von T1 und T2 wäre die Power-Z-Diode (T2) bereits schwach leitend. R1 verhindert dies, da dieser einen kleinen Strom vollständig übernimmt, wenn die Spannung über R1 eindeutig unterhalb der Basis-Emitter-Spannung von T1 liegt. T1 und T2 sind dann offen. Je grösser man das Verhältnis zwischen dem Querstrom Iq durch R1 und Z1 zum Basisstrom von T1 wählt, um so "schärfer" ist Grenze zwischen leitendem und nichtleitendem Zustand der Power-Z-Diode (hauptsächlich Kollektorstrom von T2).

Betrachten wir zunächst welche Verlustleistung der kleinen Z-Diode zugemutet werden kann. Gemäss Datenblatt sind dies meist 400 bis 500 mW. Dieser Wert erlaubt bei einer Zenerspannung von etwa 6 V einen Zenerstrom von maximal 70 mA. Dies wäre 116 mal mehr als der Basisstrom von T1. Aber übertreiben wollen wir nicht. Wir reduzieren den Zenerstrom auf etwa 5 mA. Dies ist auch der Wert wonach solch kleine Z-Dioden in den Datenblättern oft definiert werden. Damit ist der Zenerstrom noch immer acht mal grösser als der Basisstrom von T1. Das ist gut so. R1 bekommt einen Wert von (0.65V/5mA) von 130 Ohm. Wir runden ab auf 120 Ohm. Für die Z-Diode Z wählen wir einen Wert von 5.6 V, also z.B. ein BZX79-C5V6, falls es diese Z-Diodenserie überhaupt noch gibt. Sonst halt ein alternatives Produkt. Die Zenerspannung der Power-Z-Diode ergibt sich aus Uz = 5.6 V plus der Basis-Emitter-Spannung von T1 mit 0.7 V, also total etwa 6.3 VDC.

Wozu braucht es R3? Der Basisstrom von T1 beträgt etwa 0.6 mA. Dieser erzeugt in R3 (220 Ohm) eine Spannung von 0.13 VDC. Dies erhöht die Limiterspannung um diesen unbedeutenden Betrag. Angenommen es passiert ein Unterbruch des Kollektor-Emitter-Kreises von T2, dann fliesst leicht ein viel zu hoher T1-Basisstrom. T1 und Z werden so leicht zerstört. R3, eine kleine Zugabe mit grosser Wirkung!

Anstelle der Z-Diode kann man auch eine variable Referenzspannungsquelle, z.B. LM385, einsetzen, damit die Zenerspannung abgeglichen werden kann. Ein Teilabgleich ist möglich durch Serieschaltung einer Z-Diode mit dem LM385. Eine solche Erweiterung bleibt dem Leser überlassen. Eine Serieschaltung einer Z-Diode mit einer Bandgap-Referenz (LM385) ist allerdings mit Kanonen auf Spatzen geschossen, weil die Temperaturdrifft der Z-Diode bleibt unverändert und auch die der Basis-Emitter-Spannung von T1.

Die Schaltung der dimensionierten Power-Z-Diode gemäss Bild 2 sei hier noch einmal mit den Stromwerten wiedergegeben. Abschliessend zur Dimensionierung noch etwas zur Leistung von T1 und T2. T1 verbraucht etwa (6V 60mA) 360 mW. T1 (2N2905A) braucht bei einer Umgebungstemperatur von etwa 40 ºC noch nicht gekühlt zu werden. T2 verbraucht 10 Watt. Der thermische Widerstand des BD239 vom Chip zum Gehäuse beträgt 4.17 K/W. Bei 10 Watt ist die Temperatur des Chips um 41.7 ºC höher als das Transistorgehäuse. Genau genommen ist es die metallene Kontaktfläche. Verwenden wir einen kleinen Rippenkühlkörper mit einem thermischen Widerstand Gehäuse zu Umgebung von 2 K/W, ergibt sich ein thermischer Gesamtwiderstand von 6.17 K/W. Bei 10 Watt und einer Umgebungstemperatur von 40 ºC ergibt dies eine T2-Chiptemperatur von 101.7 ºC. Damit ist man noch sicher unterhalb des "Durchknall-Limit" von T2, der bei 150 ºC liegt. Der Kühlkörper ist mit 58 ºC noch nicht so heiss, dass man beim Berühren gleich die Finger verbrennt. Wenn genug Platz zur Verfügung steht, kann man selbstverständlich einen Kühlkörper mit etwas niedrigerem thermischen Widerstand einsetzen.

Durch Verwendung eines stärkeren Leistungstransistors von T2 und mit noch besserer Kühlung, kann man leicht eine noch leistungsfähigere Power-Z-Diode realisieren. Unter Umständen muss man T1 (2N2905A) einen Kühlstern verpassen oder man muss ebenfalls einen stärkeren Transistor verwenden. Elektrisch isoliert kann man T1 und T2 selbstverständlich auf den selben Kühlkörper montieren. R1 und R2 sind eventuell ebenfalls etwas anzupassen, - also etwas niedriger zu wählen. Für höhere T2-Kollektorströme kann man auch einen Darlington für T2 einsetzen. Bild 5 zeigt ein solches Beispiel:

Will man eine Schaltung im Versuch testen, die einen höheren Strom bis 5 A braucht, eignet sich die Schaltung in Bild 5. Es gilt auch hier, dass das Netzgerät eine einstellbare Strombegrenzung haben muss. Diese muss bei diesem Beispiel auf maximal 5 A eingestellt sein. Wir benötigen zum Verständnis dieser Schaltung, das Datenblatt zum NPN-Darlington TIP140.

Man betrachte Figure 3 links auf Seite 3. Die typische Stromverstärkung bei einem Kollektorstrom von 5 A beträgt 4000. Uns interessiert der Temperaturbereich zwischen 25 ºC und 100 ºC. Bei 7 A sind es noch immer typisch 4000. Hier dürfen wir allerdings mit dem Minimalwert von 1000 zufrieden geben, weil die Vorstufe mit T1 auch so nur geringfügig belastet wird. Bei der Schaltung in Bild 4 ist das anders, weil der T2 ein noch relativ grosser Basisstrom fordert. T2 in Bild 5 braucht maximal nur 5 mA. Der Strom durch R2 belassen wir auf dem selben Wert von etwa 5 mA. Die resultierenden 10 mA erzeugen bei 6.3 VDC nur grad eine T1-Verlustleistung von 63 mW. R2 muss man von 120 Ohm (Bilder 2 und 4) von 120 auf 220 Ohm erhöhen, da die Basis-Emitter-Spannung eines Darlington doppelt so hoch ist, wie bei einem "normalen" Transistor. Für den PNP-Transistor T1 verwenden wir den BC560. Es geht natürlich auch ein anderer PNP-Transistor mit ähnlichen Werte. Die T1-Stromverstärkung beträgt etwa 100. Es stellt sich somit ein T1-Basisstrom von etwa 0.1 mA ein. R3 erfüllt den selben Zweck wie in den Bildern 2 und 4.

Wir betrachten jetzt Figure 6 auf Seite 4 des TIP140-Datenblattes. Es gilt die Gehäusetemperatur von 25 ºC. Bei 5 A und 6.3 V sind es 32 W und bei 7 A gleich 44 W. Da kommt schon ein sehr grosser Kühlkörper zum Einsatz. Mehr dazu im Abschnitt weiter oben der mit "Kühlung:" beginnt.

Die Speisung ist hier auf der rechten Seite der Schaltung gezeichnet. Damit will ich zeigen, dass es vernünftig ist, die Betriebsspannung gleich an den Leistungstransistor/-darlington zu schalten. So vermeidet man von vornherein GND-Loops, die leicht zu instabilem Verhalten führen können. Das empfiehlt sich ebenso für alle andern hier gezeigten Schaltungen. Weiter unten in Bild 8 ist dies noch einmal hervorgehoben, weil es dort Anwendungen mit Strömen im 10A-Bereich geben kann.



Schutz eines Spannungsreglers vor zuviel Eingangsspannung

Bild 6 zeigt eine weitere praktische Anwendung. Will man einen Spannungsregler des Types LM317 beinahe mit der maximal zulässigen Spannung betreiben, bekommt man Probleme, wenn das Netzteil unbelastet und die Ausgangsspannung mit R4 (fast) zugedreht ist. Wir benutzen hier die Hochvoltversion LM317HV. Damit die minimale Dropoutspannung über dem voll belasteten Spannungsregler, auch bei einer Netzunterspannung von 5% oder 10%, zwecks sauberer Spannungsregelung gewährleistet ist, darf die Gleichterspannung an C1 einen minimalen Wert nicht unterschreiten. Dieser liegt im belasteten Zustand noch ausreichend unterhalb der zulässigen Maximalbetriebspannung des Spannungsreglers. Jedoch nicht unbedingt wenn das Netzteil un- oder nur schwach belastet ist. Dann ist die (beinahe) Leerlaufspannung an C1 zu hoch und der Spannungsregler kann zerstört werden. Der Unterschied zwischen Leerlaufspannung und Spannung unter Volllast ist vor allem bei einem kleinen Netztrafo, wegen seinem relativ hohen Innenwiderstand, ausgeprägt.

Mit einer Power-Z-Diode als Shuntregler, kann man die Leerlaufspannung an C1 auf einen Wert stabilisieren der knapp unterhalb der maximal zulässigen Betriebsspannung des LM317HV-Reglers liegt. Bei häufigem Leerlaufbetrieb ist diese Methode ökologisch allerdings eher wenig sinnvoll, weil dann durch die Power-Z-Diode ständig Strom fliesst und Leistung verbraucht wird. Das Verhältnis zwischen der Leerlaufverlustleistung der Power-Z-Diode und der Volllast des Verbrauchers, ist abhängig von der Trafoleistung. Je grösser die Trafoleistung ist, um so niedriger ist der relative Unterschied zwischen Leerlauf- und Volllastspannung an C1 und um so grösser ist dieses Leistungsverhältnis. Wenn der Laststrom so gross ist, dass die Gleichrichterspannung an C1 die Power-Z-Spannung unterschreitet, zieht die Power-Z-Diode keinen Strom und die ganze Leistung gehört dem Spannungsregler LM317HV und dem Verbraucher.

Man könnte nun einwenden, zwischen der Gleichspannung an C1 und dem Spannungsregler (LM317HV) eine einfache Längsreglerschaltung, bestehend aus Transistor und Z-Diode, der Power-Z-Diode als Shuntregler vorzuziehen. Dies hätte allerdings den Nachteil, dass die Sekundärwicklung des Trafo nicht mehr genug Spannung liefert um die minimale Dropoutspannung des Spannungsreglers (LM317HV) und des Vor-Längsreglers aufrecht zu erhalten, wenn der Ausgang voll belastet ist und auch noch Netzunterspannung vorliegt. Damit diese Methode funktioniert, müsste man die Sekundärspannung des Trafos erhöhen.

Welche Methode nun ökologischer ist, muss im Einzelfall abgeklärt werden. Betreffs Betriebssicherheit empfehle ich die hier vorgestellte Shuntreglermethode, denn wenn der Leistungstransistor T2 zerstört wird, schliesst er kurz, die Sicherung Si fliegt raus und die Spannung für den Spannungsregler (LM317HV) ist weg. Benutzt man als Vorregelung eine Längsreglerschaltung, hätte die Zerstörung dessen Leistungstransistors zur Folge, dass der Spannungsregler LM317HV die volle Spannung von C1 bekommt und dies könnte ihn auch gleich und somit womöglich die durch ihn gespiesene Schaltung zerstören.

Die Kombination von einstellbarer integrierter Spannungsquelle, welche auch eine interne Strom- und Leistungsbegrenzung unter Berücksichtigung der maximal zulässigen Temperatur und des Safe-Operating-Area des internen Leistungstransistors enthält, und einem simplen Shuntregler ist bestimmt einfacher, als man realisiert die ganze Spannungsregelschaltung inklusive aller zusätzlichen Eigenschaften eines LM317(HV) quasi-diskret mit Transistoren und Opamps.



Die präzise einstellbare und geregelte Power-Zenerdiode

Die Power-Z-Diode in Bild 2 eignet sich nur für den Einsatz einer festen Betriebsspannung, die einzig für den Test einer angeschlossenen Schaltung um einen gewissen Bereich variiert werden kann. Will man diesen Bereich in Bild 2, anstelle zum Test einer Schaltung mit einer Betriebsspannung von 5 VDC für eine mit 12 VDC einsetzen, dann muss die Schaltung der Power-Z-Diode mit dem Austausch der kleinen Z-Diode von Z-5V6 auf Z-12V oder Z-13V angepasst werden, wie dies Teilbild 7.1 illustriert:

Bei einer Änderung der Zenerspannung durch Austausch der Z-Diode, bleiben R1 bis R3 unverändert. Einfacher Grund, die strombestimmenden Basis-Emitter-Spannungen von T1 und T2 ändern sich ebenfalls nicht. Beachten muss man hingegen die Verlustleistungen von T1 und T2, gegeben durch ULIM und dem Netzgerät-Begrenzungsstrom.

Man muss dabei auch bedenken, dass Z-Dioden unterschiedliche Toleranzen der Zenerspannung aufweisen. Man hat eine sehr bescheidene Möglichkeit der Anpassung durch Verändern des Wertes von R1. Wenn man R1 kleiner wählt, steigt der Strom stärker durch die Z-Diode bereits bevor die Basis-Emitter-Spannung von etwa 0.7 VDC an T1 erreicht ist, wenn man die Spannung des Netzteiles knapp unter den Wert ULIM annähert. Damit kann man ULIM in sehr engen Grenzen erhöhen. Übertreibt man dies, wird der Zenerstrom schon unterhalb des Einsatzes der Power-Z-Diode zu hoch. Will man ULIM in engen Grenzen durch Erhöhen von R1 reduzieren und der Zenerstrom ist zu niedrig, kommt es zu einem sehr "unscharfen" Übergang zum Zenereffekt. Zu diesem Thema und zur Dimensionierung der Power-Z-Diode ist bereits alles weiter oben im Kapitel "Dimensionierung einer Power-Z-Diode" in "Berechnungsbeispiel" ausführlich beschrieben.

Variable Power-Z-Diode: Wir kommen zu Teilbild 7.2. Gleich zu Beginn, der Begriff Power-Z-Diode trifft hier nicht mehr so recht zu, weil es keine Z-Diode in der Schaltung mehr gibt. An ihrer Stelle tritt eine hochstabile Bandgap-Spannungsreferenz, die jedoch, trotz komplexer Innenbeschaltung, wie eine Z-Diode eingesetzt wird. Deshalb habe ich den Begriff Power-Z-Diode beibehalten.

Die Funktionsweise ist einfach und elegant. Stellen wir uns vor, der Schleifer des Potmeters P ist am oberen Anschlag. Dabei ist der nichtinvertierende Eingang des Opamps OP direkt mit ULIM verbunden. Wenn man die Spannung Ub am Eingang mit dem strombegrenzten Netzgerät langsam erhöht, bleibt der Transistor T so lange stromlos, wie die Spannung Ub die Referenzspannung UREF noch nicht erreicht hat. Die Spannung am nichtinvertierenden Eingang ist niedriger als am invertierenden. Die Ausgangsspannung des OP liegt bei 0 VDC, vorausgesetzt es kommt ein Opamp zum Einsatz, der die Fähigkeit hat, am Ausgang 0 VDC zu liefern, wenn der Opamp asymmetrisch mit einer positiven Spannung und GND gespiesen wird. Übersteigt die Spannung Ub nur wenige Millivolt den Wert von UREF, geht der Ausgang von OP auf annähernd der positiven Spannung von ULIM und der Transistor leitet. Der Strom der dabei fliesst, ergibt sich aus der Einstellung der Strombegrenzung beim Netzgerät. Es stellt sich eine Spannungsregelung mit einer konstanten Spannung von UREF ein, die allerdings nicht stabil arbeitet, wenn nicht zusätzliche Massnahmen zur Korrektur des Frequenzganges getroffen werden, wie nachfolgend in Bild 8 gezeigt wird. Dazu kommt, dass OP mit einer Betriebsspannung von UREF arbeiten muss. Mit der Einstellung des Schleifers des Potmeter P sorgt man dafür, dass der nichtinvertierende Eingang von OP mittels Spannungsteilung den Wert von UREF erhält. Dadurch ist ULIM grösser als UREF. Wenn der Schleifer von P am unteren Anschlag ist, liegt der nichtinvertierende Eingang von OP auf GND Potential. Die spannungsbegrenzende Wirkung der Schaltung ist ausgeschaltet. Das ist leicht auch aus der Formel erkennbar. Wenn R2 = 0, ist der Quotient aus R1 und R2 unendlich. Sollte die Schaltung auch sauber mit kleinen Betriebsspannungen, z.B. Ub = 3 VDC, arbeiten, muss man entweder ein Opamp für eine solche Betriebsspannung einsetzen oder man speist den empfohlenen oder auch einen andern Opamp mit einer separat höheren Betriebsspannung.

Kein GND-Loop: Teilbild 8.1 zeigt eine geprüfte funktionsfähige Schaltung. Dem aufmerksamen Betrachter fällt auf, dass im Vergleich zu den vorherigen Schaltbildern - ausser bei Bild 5 - der Spannungseingang hier nicht links sondern rechts von der Schaltung gezeichnet ist. Das hat einen sehr wichtigen Grund! Es soll in Teilbild 8.1 verdeutlichen, dass die Einspeisung - vor allem der GND - dort erfolgen muss, wo der grosse Strom fliesst, nämlich durch den Leistungstransistor T2. Dieser Strom - vor allem der Strom durch den GND-Pfad - darf keine Umwege machen und innerhalb der Regelschaltung Stromschlaufen bilden! Dies wäre verhängnisvoll, weil besonders im kritischen Moment eines Spannungsanstieges, wenn der Strom durch T2 zu fliessen beginnt, können massive mittel- bis hochfrequente Schwingungen auftreten, trotz der zusätzlichen Kompensation des Frequenzganges mittels C3 und R2. Also unbedingt darauf achten beim Schaltungsdesign! Selbstverständlich ist der TLC271 intern voll kompensiert, denn er erlaubt den Betrieb als Impedanzwandler mit einer Verstärkung von 1. Trotzdem genügt das nicht, wenn ein solcher Opamp Teil eines grösseren gegengekoppelten Systems ist. Bei Audioverstärkern gilt genau dasselbe.

Spannungsdefinitionen: Am positiven Eingang liest man Ub und ULIM. Ub ist die Eingangsspannung. Ub ist im Normalfall kleiner als die Begrenzungsspannnung ULIM, wobei kein Strom durch T2 fliesst. Fährt man Ub so hoch, dass beim Netzgerät die Strombegrenzung - hier mit maximal 1 A - einsetzt, ist die Betriebsspannung Ub gleich gross wie die mit P eingestellte Begrenzungsspannung ULIM.

Bessere Potmeter-Beschaltung: Bei dieser Potmeter-Schaltung fällt auf, dass der Schleifer anders beschaltet ist als in Teilbild 7.2. Diese Methode mit der Veränderung des Potmeterwiderstandes hat zum Vorteil, dass die Empfindlichkeit des Drehens am Schleifer, in Bezug auf die Spannungsänderung am Ausgang der Potmeterschaltung, etwas geringer ist. Das kommt davon, dass sich aus der Sicht des Schleifers nur der Widerstand einer Widerstandsbahn ändert. Bei der potentiometrischen Schaltung in Teilbild 7.2 ändern sich beide Teil-Widerstandsbahnen beim Drehen (oder Schieben) des Schleifers gegensinnig. Während der eine Widerstandswert zunimmt, nimmt der andere ab. Verwendet man die Methode in Teilbild 8.1, kann man die gewünschte Limiterspannung etwas leichter einstellen. Wenn das eine besondere Rolle spielt, empfiehlt es sich ein Mehrgang-Potmeter einzusetzen. Diese sind allerdings sehr teuer, ausser man verwendet mehrgängige Trimmpotmeter.

Diese nichtpotentiometrische Methode funktioniert nur, wenn in Serie zu P R3 geschaltet ist und dieser Widerstand ist hier zwingend nötig. Weil der TLC271 eine minimale Betriebsspannung von 4 VDC benötigt, sorgen R3 und P (Schleifer am oberen Anschlag) dafür, dass die minimale Spannungsbegrenzung bei etwa 4.5 VDC liegt. Mit P ist die maximale Spannungsbegrenzung von 16 VDC mit P = 1.5 k-Ohm eingestellt. Mehr als 16 VDC sind wegen dem TLC271 nicht erlaubt. Dies ist seine maximale Betriebsspannung! Die maximale Einstellungsmöglichkeit von 16 VDC erlaubt u.a. das Testen von Schaltungen, die mit 5 VDC, 12 VDC und 15 VDC gespiesen werden.

Schaltung in Aktion:Wenn man die Schaltung in Betrieb setzt, stellt man den Schleifer auf den unteren Anschlag. Man stellt beim Netzgerät die Begrenzungsspannung ULIM ein. Nun dreht man den Schleifer von P langsam nach oben bis zum Moment wo die Spannungsbegrenzung und der Laststarom durch T2 einsetzt.

Die Dimensionierung der zusätzlichen Kompensation des Frequenzganges: Wie man diese Gegenkopplung mit C3 und R2 berechnet, ist kompliziert. Ich weiss es nicht. Trotzdem ist es kein Problem dies im Versuchsaufbau - die bei so einer Schaltung auf jedenfall nötig ist - zu ermitteln. Wie der Bereich des Kapazitätswertes zwischen 100 pF und 10 nF zeigt, ist diese Angelegenheit recht unproblematisch. Mit welchen Werten man beim Versuch beginnt, ist schlichtweg ein Erfahrungswert, der in der Regel im unteren nF-Bereich liegt. Diese Kapazitätswerte gelten dabei für R2 im Bereich von 10 k-Ohm. Was letztlich zählt ist die Grenzfrequenz oder die Zeitkonstante von R2*C3, die meist etwa im 1 bis 10-µs-Bereich liegt.

Wie man den Wert von C3 bei gegebenem Wert von R2 herausfindet, ist experimentell ganz leicht. Man lässt C3 erst ganz weg. Dann fährt man mit der Spannung Ub am Eingang bis knapp an den Grenzbereich von ULIM (eingestellt mit Potmeter P) bei der die Schwingungen einsetzen. Dann setzt man einen C3-Wert von etwa 100 pF oder auch weniger ein. Das Regelsystem ist deswegen mit etwa 1 µs noch immer sehr schnell. Man "spielt" mit Ub und dem Wert von ULIM durch den ganzen Spannungsbereich. Man erhöht dabei C3, falls kritische Augenblicke der Schwingneigung auftreten. Hat man mittels Erhöhen von C3 den stabilen Zustand erreicht, erhöht man C3 stufenweise um mehrere Grössenordnungen um zu sehen was passiert. Es kann durchaus passieren, dass erneut niederfrequentere Schwingungsmuster auftreten. Dann merkt man sich diesen zweiten kritischen C3-Wert. Man hat so die Möglichkeit sich für einen C3-Wert zu entscheiden, der in der Mitte zwischen den beiden Extremwerten liegt. In der Regel genügt es aber, wenn man den C3-Wert so wählt, dass er ein paar Faktoren über dem unteren kritischen Wert liegt, damit man nicht unnötig an Regelgeschwindigkeit einbüsst, falls dies wichtig sein sollte. Da dies hier jedoch nicht kritisch ist, ist ein stabiler und sicherer Faktor von 10 durchaus praktikabel: 1 nF statt 100 pF.

Weitere Schaltungsdetails:

Als hochpräzise Referenzspannungsquelle BG dient die längst zur Tradition gewordene 2.5-Volt-Version der Bandgab-Referenz-Diode LM385-2.5. Als Opamp OP kommt mit TLC271 ein so genannter LinCMOS-Typ (siehe Kapitel"Der LinCMOS-Opamp") von Texas Instruments zum Einsatz. Diese LinCMOS-Opamps sind in der Lage im Single-Supply-Modus, also mit +Ub und GND, zu arbeiten. Dafür muss der Opamp in der Lage sein, eingangsseitig bis hinunter auf den GND-Pegel sicher zu arbeiten. Das trifft für die LinCMOS-Opamps ebenso auf den Ausgang zu. In diesem Fall ist R5 nicht nötig. Verwendet man einen anderen Opamp, dessen LOW-Pegel am Ausgang 1 V oder mehr beträgt, muss R4 nur schon deshalb eingesetzt werden, damit dieser dann mit R5 als Spannungsteiler wirkt und im LOW-Zustand dafür sorgt, dass die Darlingtonstufe aus T1 und T2 sicher sperrt.

Theoretisch ist R4 nicht nötig, weil sich der Basisstrom von T1 nach dem Kollektorstrom von T2, dividiert durch die Gesamtstromverstärkung von T1 und T2, die sehr gross ist, richtet. Tatsache ist aber, wenn auf Grund von irgendwelchen schnellen Schaltvorgängen eine Überspannung auftritt, kann ohne R4 der Basisstrom von T1 kurzzeitig so gross sein, dass dann der ebenfalls zu hohe T1-Kollektorstrom T1 zerstören kann. Genau dies ist mir auch schon passiert. Es kommt dabei auch etwas auf die Wahl des Transistortyps für T1 an.

Wie eine Darlington-Schaltung funktioniert erfährt man im Grundlagenkurs über Darlington von Patrick Schnabel. Eine Erweiterung dazu bis zum komplementären Darlington ist ein Elektronik-Minikurs von mir. Wie arbeitet diese diskret realisierte Darlingtonschaltung in Bild 8? Der BD239 erlaubt einen maximalen Kollektorstrom von 2 A. Eigentlich nur geeignet für den Schaltbetrieb, bei dem eine niedrige Kollektor-Emitter-Spannung für eine niedrige Verlustleistung sorgt. Viel Kollektor-Emitter-Spannung liegt bei diesem Strom für eine vernünftige Anwendung nicht drin, ausser man kühlt ganz enorm. Es sind auch schnell die Grenzen des so genannten Zweiten Durchbruch erreicht, dessen Überschreitung den Transistor sehr leicht zerstört. Ergänzend zum Datenblatt, siehe dazu auch das Kapitel "Belastung von T1, Kriterien und der Zweite Durchbruch" in Einfaches Labornetzteil.... Am besten bleibt man mit dem BD239 bei einem maximalen Kollektorstrom im Bereich um 1 A, wenn der Transistor, wie hier, im linearen Bereich arbeitet. Bei diesem Strom hat man schliesslich auch noch eine vernünftige Stromverstärkung von typisch etwa 70. Daraus resultiert ein T1-Kollektorstrom von etwa 14 mA. Es kommen für T1 mehr Transistoren in Frage als diese welche hier als Beispiele angegeben sind. Worauf kommt es bei T1 an? Auch bei diesem kleinen Kollektorstrom muss in Funktion der Kollektor-Emitter-Spannung von T1 auf dessen Verlustleistung geachtet werden. Ohne kleine Kühlsterne sollten Leistungswerte von 500 mW nicht überschritten werden. Bei einer maximalen Spannungsbegrenzung von 16 VDC und mit einem Kollektorstrom von 14 mA sind es weniger als 1/4 Watt. Diese niedrige Belastung von T1 erlaubt, dass man den Limit von 1 A für T2 nicht so genau einhalten muss. Es muss einfach klar sein, dass gemäss Datenblatt des BD239 seine Stromverstärkung oberhalb von 1 A relativ stark abnimmt. Ein Versuchsaufbau schafft Klarheit.

Die minimale Stromverstärkung von 2N2222 oder 2N2219 beträgt im unteren 10-mA-Bereich 75. Bei einem T1-Kollektorstrom von 14 mA resultiert ein T1-Basisstrom von 0.2 mA. Wir kommen zur Dimensionierung von R4. R5 wird beim Einsatz des TLC271 oder einem andern LinCMOS-Opamp nicht benötigt. Warum, ist weiter oben bereits erklärt. Will man die Schaltung auch bei Ub = 5 VDC einsetzen, müssen wir genau wissen, wie hoch der Spannungsabfall über R4 sein darf und dazu ist einen Blick in das Datenblatt des TLC271 notwendig. In Figur 7 "High Level Ouptut Voltage vs High Level Output Current" erkennt man, dass selbst unbelastet die Ausgangsspannung knapp 4 VDC sein kann (Ub = 5 VDC). Der T1-Basisstrom von nur 0.2 mA wirkt sich auf diese 4 VDC nicht nennenswert aus, trotzdem gehen wir von einer Spannung von 3.8 VDC aus. Von dieser Spannung subtrahieren wir die doppelte Basis-Emitter-Spannung (T1 und T2) von 1.5 VDC. Daraus resultiert R4 = 11.5 k-Ohm. Wir geben eine Reserve hinzu und legen für R4 einen Wert von R4 = 8k2 fest.

Logic-Level Power-MOSFETs im Einsatz: Will man mit einem höheren Laststrom arbeiten, empfiehlt sich gleich ein Logic-Level N-Kanal-Power-MOSFET einzusetzen, wie dies Teilbild 8.2 zeigt. Logic-Level ist dann nötig, wenn der MOSFET auch mit einer relativ niedrigen Gate-Source-Spannung zurecht kommen muss, wie dies der Fall ist, wenn die Schaltung mit Ub = 5 VDC zum Einsatz kommt. Da ein Feldeffekttransistor, ob MOSFET oder JFET, spannungs- und nicht stromgesteuert ist wie der bipolare Transistor, ist R4 vor dem Gate des Power-MOSFET nicht zwingend nötig. Es gibt hier allerdings zwei Gründe weshalb doch. Es ist allgemein bekannt, dass ein Power-MOSFET bei sehr niederohmiger Ansteuerung zum sehr hochfrequenten Oszillieren neigt. Dazu kommt, dass gerade die Gate-Source-Kapazität sehr leicht die gesamte Schaltung zum Oszillieren anregen kann, weil sie den Ausgang des Opamp OP kapazitiv viel zu sehr belasten würde und dies trotz doppelter Kompensation des Frequenzganges. R4 hat hier eine dämpfende Eigenschaft. Da hier relativ langsame Regelvorgänge im Spiel sind, darf R4 vor dem Gate zum Power-MOSFET gleich 10 k-Ohm betragen. MOSFETs haben gegenüber bipolaren Transistoren den ganz grossen Vorteil, dass man sie ohne Extramassnahmen parallel schalten darf, wie dies Teilbild 8.3 zeigt. Damit kann man man den Laststrom erhöhen. Es empfiehlt sich dabei, vor jedes Gate ein Widerstand zu schalten. Die Schaltung ist mit einem IRLZ34N real getestet, jedoch nur bis zu einem Strom von 2 A. Dies ganz einfach deshalb, weil mir kein Netztgerät mit einstellbarer Strombegrenzung für höhere Ströme zur Verfügung steht.

Die Kühlung von T2 und Power-MOSFET(s): Je nach Spannungsbegrenzung und Laststrom kann die Verlustleistung sehr gross sein. Das kann soweit gehen, dass es selbst mit grossen Kühlprofilen nicht mehr getan ist. Eine Kühlung mit Gebläse ist gefordert. Das alleine ist ein grosses Thema für sich und kann deshalb nicht Teil dieses Elektronik-Minikurses sein. Grundlegendes zur Kühlung von Leistungstransistoren liest man im selben, bereits weiter oben genannten Elektronik-Minikurs Einfaches Labornetzteil... im Kapitel "Grundlegendes zur Kühlung von T1".

Schaltung stabil durch niedrige Impedanz: Es gilt hier das, was für jede analoge empfindliche Schaltung gilt: Man sollte mittels Kapazitäten in der Spannungsversorgung dafür sorgen, dass niedrige Impedanzen vorherrschen. Dies erreicht man mittels eines Elektrolyt-Kondensators (hier C1) für die gesamte Schaltung im nieder- bis mittelfrequenten Bereich und mittels Keramik-Multilayer-Kondensatoren (hier C2) im Hochfrequenzbereich. Diese Kondensatoren werden in der Regel immer an "neuralgischen" Punkten in der Schaltung platziert und das ist hier der Opamp OP.

Einsatz bei höherer Spannung: Man kann die selbe Schaltung von Bild 8 - vorzugsweise mit einem Power-MOSFET T - mit wenig Änderungen auch für wesentlich höhere Spannungen einsetzen. Der einstellbare Bereich von 10 bis 200 VDC ist nur gerade ein Beispiel. Auch der Last-Begrenzungsstrom ist beliebig wählbar. Die einzige Änderung besteht darin, dass man für die Bandgap-Referenz BG und für die Betriebsspannung des Opamp eine separate Hilfsspannung Uh von 12 VDC benötigt. Diese 12 VDC sind nötig, damit die Ausgangsspannung des Opamp hoch genug ist um mit ausreichender Spannung das Gate des MOSFET anzusteuern. Beim Einsatz eines Logic-Level-MOSFET, kann Uh mit 5 bis 6 VDC entsprechend niedriger sein. Diese Schaltung für eine bestimmte Anwendung zu dimensionieren, ist die Aufgabe des Lesers. Es besteht auch die Möglichkeit Uh aus Ub abzuleiten. Einfach ist dies allerdings nur dann, wenn die Ub-Minimalspannung von 10 auf 20 VDC erhöht wird, z.B. zwischen 20 und 200 VDC, illustriert in Bild 10:

Uh aus Ub abgeleitet: Im Fokus steht die zusätzliche Schaltung innerhalb des fein punktierten Feldes. Dazu wollen wir wissen wie hoch der Stromkonsum der bisherigen Schaltung aus Bild 9 ist, die fast vollständig auf Bild 10 übertragen ist. Der einzige Unterschied besteht in R1, dem Vorwiderstand zur Bandgap-Referenz BG mit 180 k-Ohm. BG hat eine sehr hohe Strom-Toleranz von 20 µA bis 20 mA. In Bild 9 wählte ich 1 mA (R1 = 10 k-Ohm). Hier in Bild 10 ist die Situation anders. Bei einer Ub-Spannungsvariation von 20 bis 200 VDC, muss man mit dem Stromkonsum sparsam umgehen, damit nicht unnötig Leistung verheizt wird und gewisse Bauteile unverhältnismässig gross werden. Wir wählen den doppelten Wert des BG-Minimalstromes und setzen ihn gleich auf 50 µA fest. Der Opamp OP TLC271 benötigt im Low-Bias-Mode (siehe Datenblatt) maximal nur 23 µA bei einer Betriebsspannung von 10 VDC (TLC271-Datenblatt siehe Seite 38). Beim Einsatz von 12 VDC ist dieser Strom etwas höher. Wir setzen die Stromannahme des TLC271 gleich auf 50 µA und sind damit auf der sicheren Seite. Mit BG und OP rechnen wir mit einem Strom von 0.1 mA. Im Low-Bias-Mode des TLC271 beträgt die Unitygain-Bandbreite nur 90 kHz und die Slewrate nur 30 mV/µs. Dies genügt aber längst für diesen Einsatz.

Zur Schaltung im fein punktierten Feld: Eine Kleinleistungs-Zenerdiode benötigt in der Regel ein Strom von weniger als 1 mA, damit sie optimal, d.h. nicht zu nahe beim Strom-Spannungs-Knick, arbeitet. Dies wäre dann der Fall, wenn man den Zenerstrom zu niedrig wählt. Siehe dazu das Diagramm Zener-Effekt und Lawineneffekt im Elektronik-Grundkurs von Patrick Schnabel. Eigentlich wäre es auf Grund des Stromverbrauches von BG und OP nicht nötig, trotzdem setzen wir den Zenerstrom, aus eben genanntem Grund, auf 0.5 mA. Das ist etwa der 5-fache Wert des Stromes von BG und OP zusammen. Auf den genauen Wert kommt es dabei nicht an. Trotzdem, eine einfache Lösung mit Zenerdiode und Vorwiderstand ist nicht empfehlenswert. Die Verlustleistung am Vorwiderstand bei 200 VDC wäre unnötig hoch. Eine elegantere Lösung, wenn auch mit etwas mehr Bauteilen, ist eine Konstantstromquelle mit Transistor T1 und einer roten LED.

Die LED hat, anstelle von üblicherweise zwei Kleinsignal-Dioden, den Vorteil, dass sich die Temperaturdrift von Transistor und LED, bei einem Temperatureinfluss aus der Umgebung, kompensieren. Wichtiger ist hier jedoch, dass die LED einen steileren Strom-Spannungs-Knick aufweist als "normale" Silizium-Dioden. Dies wirkt sich positiv aus auf die Stabilität des Kollektor- bzw. Zenerstromes. Die rote LED hat eine Vorwärtsspannung von etwa 1.6 V und die Basis-Emitter-Spannung von T1 beträgt etwa 0.6 V. Über R6 liegt eine Spannung von etwa 1 V. R6 mit einem Wert von 1.8 k-Ohm bewirkt einen T1-Kollektor- bzw. Zenerstrom Iz von 0.5 mA.

Betrieben wird die rote LED in einem niedrigen Strombereich zwischen 20 und 200 µA (Ub = 20 bis 200 VDC). Zum Einsatz einer für diesen Zweck ausreichenden Präzision der Zenerspannung Uz eignet sich ein sehr viel niedriger Strom, als er für den Leuchtzweck einer LED üblich ist, durchaus. NULLOHM.de zeigt das folgende Strom-Spannungsdiagramm verschiedener LEDs und einer der Silizium-Diode. Für den LED-interessierten Leser lohnt es sich auf dem erst genannten Link die ganze Seite zu lesen.

Der PNP-Hochvolt-Transistor T1 MPSA92 (Uceo = -300 V) arbeitet mit einer Stromverstärkung maximal 25 (Ub = 20 VDC) und minimal 2.5 (Ub = 200 VDC). Die T1-Verlustleistung ist am grössten, wenn Ub auf 200 VDC liegt. Sie beträgt etwa 100 mW. Der thermische Widerstand zwischen Chip und Umgebung des MPSA92 (T1) beträgt 200 K/W. Bei einer Leistung von 100 mW beträgt die Temperaturdifferenz zwischen Chip und Gehäuse 20 K. Im Umkehrschluss, bei einer realistischen Innentemperatur des Gerätes von 40 ºC beträgt die Chiptemperatur 60 ºC. Diese Temperatur erzeugt anwendungsbezogen keine nennenswerte Reduktion der Basis-Emitterspannung bzw. Erhöhung des T1-Kollektorstromes. Ordnet man LED und T1 nahe beieinander und man streicht etwas Wärmeleitpasta dazwischen, hat man eine fast perfekte Driftkompensation. Nötig ist dies allerdings nicht.

Man kann eine solche LED-Transistor-Stromquelle auch für präzise Anwendungen einsetzen. Gezeigt wird dies im Elektronik-Minikurs Die Transistor-LED-Konstantstromquelle....



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