Schalten und Steuern mit Transistoren I

Inhaltsverzeichnis

      1.   Einleitung
        1.1   Funkschaltuhrenmodul SC-77-M von Conrad
        1.2   Das Schalten mit Transistoren hat Vorrang

      2.   Schalten mit NPN- und PNP-Transistoren
        2.1   Exotische Schaltung für geringen Spannungsabfall

      3.   Schalten mit NPN-Darlington-Schaltung

      4.   Schalten mit komplementärer Darlington-Schaltung

      5.   Schaltmodul und Schaltverstärker

      6.   Schaltverstärker, die erste Lösung

      7.   Alternative: MOSFET-Schaltverstärker

      8.   Erste Lösung mit MOSFET
        8.1   Problem mit langer Leitung

      9.   Zweite Lösung mit MOSFET und NPN-Transistor

    10.   Eine bessere SC77M-Schaltung

    11.   Linkliste



1.   Einleitung

Auslöser zu diesem Elektronik-Minikurs war die E-Mail eines Studenten der Elektrotechnik, der um Rat fragte, wie man den Schaltausgang eines gewissen Schaltuhrenmoduls so verstärkt und korrekt beschaltet, dass man damit ein "starkes" Relais steuern kann, das von einem 12-VDC-Autoakku einen Auto-Scheinwerfer ein- und ausschaltet, um irgendwelche Objekte mit Spotlicht zu beleuchten. Akkubetrieb und Niederspannung sind geeignet, weil dort wo dies zum Einsatz kommen sollte, kein 230-VAC-Netzanschluss vorhanden ist. Der Student hatte Probleme damit, weil die beigelegten Anwendungshinweise des Moduls nicht zum erwünschten Erfolg geführt haben. Bedenklich für mich war, dass der Student mit dem schaltungstechnisch einfachen Problem bereits im sechsten Semester war, also Probleme damit hatte, eine derart einfache Schaltung selbst ohne fremde Hilfe zu realisieren. Allerdings gingen und gehen auch jetzt meine Bedenken nicht an die Adresse des Studenten...

Wer sich zu diesem Thema äussern möchte, weil jemand eine ähnliche Erfahrung machte oder von einem ähnlichen Fall Bescheid weiss, möge mir bitte eine E-Mail schreiben mit dem Subject "Zuviel Theorie und (fast) keine Praxis". E-Mailadresse auf der Indexseite unten links. Ich freue mich auf jede Reaktion!


1.1   Funkschaltuhrenmodul SC-77-M von Conrad

Zur Anwendung kam das Funkschaltuhrenmodul SC-77-M von Conrad-Electronics. Dazu muss gesagt werden, dass dieses Projekt im Jahre 2004 aktuell war. Im Oktober des Jahres 2006 gab es dieses Funkschaltuhrenmodul nicht mehr! Der Inhalt über das Schalten mit Transistoren ist allerdings ein universelles Thema. Mit den Erkenntnissen dieser Grundlagen und Beispielen kann jeder Leser selbst entsprechende Anpassungen an andere Module vornehmen. Auch Temperaturschaltmodule oder Module für ganze andere physikalische Messungen können zum Einsatz kommen.

Die dem Funkschaltuhrenmodul SC-77-M beigelegten technischen Daten waren (sind) unvollständig. Betreffs Schaltausgang liest man bloss, dass es sich um eine Transistorstufe mit offenem Kollektor handelt und dass aktiv Low gilt. Man weiss also, dass die Schaltuhr dann entweder ein- oder ausgeschaltet ist (???), wenn der in der Schaltuhr integrierte NPN-Transistor eingeschaltet ist. Der Emitter ist mit GND verbunden. Nirgendwo jedoch liest man wieviel Kollektorstrom dieser Transistor aushält und wie gross die maximale offene Kollektor-Emitter-Spannung sein darf. Das sind Informationen die eigentlich selbstverständlich sein sollten.

Ich ging damals davon aus, dass Reklamationen von Kunden bei Conrad eine Nachprüfung zur Folge hatte. Tatsächlich, Conrad reagierte mit einem Extrablatt mit einem zusätzlichen Anwendungshinweis mit der Entschuldigung, dass sich auf Seite 7 des Originaldatenblattes ein Fehler eingeschlichen hatte. Die korrigierte Schaltung weist aber noch immer Mängel auf: Der Basisstrom des folgenden externen NPN-Transistor hat nur 0.25 mA, was im Schaltbetrieb (gesättigter Zustand des Transistors) nur für einen Kollektorstrom von weniger als 10 mA ausreicht und das ist in der Regel zuwenig für ein Relais dessen Spule an 12 VDC betrieben wird. Der Strom liegt eher in Grössenordnung zwischen 30 und 100 mA. Im eingeschalteten bzw. gesättigten Zustand sollte man bei Kleinleistungs-Transistoren eine Verstärkung von maximal 20 bis 30 bei einem Kollektorstrom von etwa 100 mA voraussetzen, ansonsten die Kollektor-Emitter-Spannung zu gross wird. Dann wird mit der NPN-Opencollector-Ausgangsstufe (Schaltausgang) ebenfalls eine NPN-Transtorschaltstufe angesteuert. Dies bedeutet, dass das Relais dann eingeschaltet ist, wenn der uhrenmodul-interne Opencollector-Transistor offen, also im nichtaktiven Zustand ist. Soviel zu den technisch begleitenden Informationen zum Funkschaltuhrenmodul SC-77-M von Conrad...

ACHTUNG: Wichtiger Abschnitt!!!
Nun ist es allerdings so, dass Conrad eine etwas befremdende Art hat aktiv LOW zu definieren: Es gilt hier, dass der Schaltausgang LOW-Pegel aufweist, wenn die Timerfunktion inaktiv ist. Das Relais muss also angezogen sein, wenn der interne Schalttransistor ausgeschaltet (passiv) ist, also nicht den LOW-Pegel liefert. Das ist verwirrend, obwohl es auch eine Definition gibt, welche sich nur gerade auf den Logikpegel bezieht. Im Buch Halbleiter-Schaltungstechnik von U.Tietze und Ch. Schenk liest man im Kapitel Logische Grundschaltungen: "Da die Ausgänge nur im LOW-Zustand niederohmig sind, bezeichnet man sie auch als Aktiv-Low-Ausgänge." Da ich davon ausgehe, dass es andere Schaltmodule und Schaltuhrenmodule gibt, bei denen der Sinn der Aktivbezeichnung zwischen der Definition der Schaltungslogik und dem aktiven Zustand des Ausganges, z.B. mit dem Leuchten einer Lampe oder mit dem Laufen eines Pumpenmotores, übereinstimmt, wird erst am Schluss dieses Elektronik-Minikurses auf das genannte Schaltuhrenmodul SC77M von Conrad speziell eingegangen. Fast alle Schaltverstärker, die hier gezeigt werden, können nur mit beliebig andern Schaltmodulen mit Open-Collector-NPN-Transistor- oder Open-Drain-MOSFET-Ausgangsstufen zur Anwendung kommen, welche einen echten Aktiv-Low-Ausgang haben und dazu zählt das Conrad-Schaltuhrenmodul SC77M nicht! Im Kapitel 10 "Eine bessere SC77M-Schaltung" folgen zwei Extraschaltungen in Bild 14 und Bild 15 mit Beschreibung für das genannte Conrad-Produkt.


1.2   Das Schalten mit Transistoren hat Vorrang

Dieser Elektronik-Minikurs beginnt mit dem Erlernen wie mit bipolaren Transistoren, mit Darlingtonschaltstufen und auch mit Low-Power-MOSFETs geschaltet wird, bevor fertige Schaltungen gezeigt und erklärt werden. Das kleine Studium dieses Elektronik-Minikurses dient einerseits dazu zu lernen worauf es beim Schalten mit diesen Transistoren ankommt und anderseits ist man mit solchen Kenntnissen auf ungenügende Anwendungshinweise in den Beilagen von irgendwelchen Schaltuhren- oder sonstigen Schaltmoudulen schlichtweg nicht angewiesen. Je mehr Unabhängigkeit der Elektronik-Azubi entfaltet, um so besser für ihn und genau das ist auch stets das Credo meiner Elektronik-Minikurse im Elektronik-Kompendium.

Wir befassen uns zunächst mit Transistorschaltern welche mit bipolaren Transistoren aufgebaut sind, wobei auch der Darlington thematisiert wird und des weiteren kommt auch die Anwendung von Kleinleistungs-MOSFETs (Lowpower-MOSFETs) zur Sprache und wir betrachten die Vor- und Nachteile zwischen bipolaren Transistoren und MOSFETs. Dass dies voraussetzt, dass man weiss wie diese Transistoren grundsätzlich arbeiten, leuchtet ein. Dazu gibt es auch im ELKO einiges an Lehrmaterial von Patrick Schnabel. Man orientiere sich bitte in der Linkliste zum Thema Transistoren (Bipolar und MOSFETs).

Wir beschränken uns im Weiteren auf Kleinleistungs-Transistoren im Kollektor- (bipolar) bzw. Drainstrombereich (FET) von 100 mA oder etwas darüber und mit einer maximalen Verlustleitung um die 500 mW. Als sehr preiswerte bipolare Transistoren empfehlen sich BC547C, BC550C (NPN) und BC557C und BC560C (PNP). Der Buchstabe am Ende der Nummer gibt den Bereich der Stromverstärkung an. Es macht kaum einen Preis-, jedoch einen wesentlichen Qualitätsunterschied aus, den C-Typen zu wählen, wenn es diesen gibt. Also z.B. BC547C anstatt BC547B anstatt BC547A. Mehr dazu erfährt man auf der Seite Bipolarer Transistor (siehe Tabelle über NPN-/PNP-Transistoren).

Als Lowpower-MOSFETs werden einige wenige Typen thematisiert. Es gibt den gutbekannten N-Kanal-MOSFET BS170 mit einem maximalen Drainstrom von 270 mA, einem Drain-Source-Widerstand von 5 Ohm und einer maximalen Verlustleistung von 625 mW. Man nennt diesen MOSFET, bezüglich auf Strom und Leistung, auch das MOSFET-Pendant zu den oben erwähnten bipolaren NPN-Transistoren. Es gibt aber auch einen P-Kanal-MOSFET der ein Pendant zu den erwähnten PNP-Transistoren ist. Es ist der BS250 mit einem maximalen Drainstrom von -230 mA, einem Drain-Source-Widerstand von allerdings 14 Ohm und einer maximalen Verlustleistung von 700 mW. Man erkennt hier bereits etwas Grundsätzliches: Es ist in der Produktion von MOSFETs leichter bei N-Kanal-Typen niederohmige Drain-Source-Widerstände hinzukriegen als bei P-Kanal-Typen. Es werden im entsprechenden Kapitel auch noch ein paar andere Lowpower-MOSFETs mit wesentlich geringeren Drain-Source-Widerständen (RDS_on) thematisiert. Es sind dies BSS295 (0.3 Ohm) und 2SK2961 (0.26 Ohm) als N-Kanal-Typen und VP0300LS (2.5 Ohm) und VP0800L (5 Ohm) als P-Kanal-Typen. Interessant und erwähnenswert sind auch IRLD024 (N-Kanal, 0.1 Ohm, 2.5 A, 60 V) und IRFD9024 (P-Kanal, 0.28 Ohm, 1.6 A, 60 V) im DIL-Gehäuse. Wenn vom Drain-Source-Widerstand die Rede ist, dann ist immer der durchgeschaltete On-Zustand gemeint!



2.   Schalten mit NPN- und PNP-Transistoren

Bild 1 zeigt die einfachste Methode des elektronischen Schalters mit NPN- und PNP-Transistoren. In beiden Teilbildern fehlt zunächst R2, der zur Basis und zum Emitter parallel geschaltet ist. Teilbild 1.1 zeigt eine NPN-Schaltstufe. Wenn Ue auf LOW-Pegel liegt, dass heisst die Spannung liegt eindeutig unterhalb der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T, ist T offen und an Ua liegt, wenn unbelastet (ohne RL), die Spannung von +Ub. Dies ist der HIGH-Pegel. Der Quellwiderstand entspricht dem Wert von R3, was man auch leicht einsieht, denn wenn der Lastwiderstand RL gleich gross wie R3 ist, wirken beide Widerstände als Spannungsteiler mit gleichwertigen Widerständen, was die Spannung an Ua halbiert (Ub/2). Wenn an Ue HIGH-Pegel liegt, also eine Spannung grösser als die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T, muss R1 so dimensioniert sein, dass der Basisstrom Ib den Transistor in die Sättigung steuert. Obwohl im Datenblatt eines Kleinsignaltransistors der Stromverstärkungsfaktor mit weit mehr als 200 angegeben sein kann, sollte man nicht mit mehr 20 bis 30 rechnen, wenn T im gesättigten Betrieb arbeiten soll und der Kollektorstrom etwa im unteren 100-mA-Bereich liegt. Bei Hochstromtransistoren (z.B. BD239 oder 2N3055-Oldy) und im Ampere-Bereich, muss man im gesättigten Betrieb bis zu einem Faktor 10 hinuntergehen. Wählt man einen zu hohen Faktor, ist die Sättigung nicht mehr garantiert und die Kollektor-Emitter-Spannung steigt unzulässig an. Bei den weiter oben angegebenen NPN- und PNP-Transistoren beträgt die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung bei einem Kollektorstrom von 100 mA etwa 0.2 V. Das ist die LOW-Pegelspannung an Ua. Der Quellwiderstand ist bei LOW-Pegel, wegen dem eingeschalteten Transistor, extrem niederohmig. Um den Zusammenhang zwischen Kollektor-Emitter-Spannung, Kollektor- und Basisstrom besser zu verstehen, betrachte man das Ausgangskennlinienfeld auf der ELKO-Seite Transistor-Kennlinienfelder von Patrick Schnabel.

Fügt man R2 hinzu, dann bilden R1 und R2 einen Spannungsteiler. Dieser dient dazu, die Schaltschwelle über der des Transistors in Richtung +Ub zu erhöhen. Damit kann man den Signal/Stör-Abstand verbessern. Wichtig dabei ist, dass der Querstrom durch R1 und R2 gut drei mal so hoch dimensioniert ist, wie der Basisstrom sein müsste. Je grösser dieses Verhältnis ist, um so schärfer ist der Knick vom sperrenden zum leitenden bzw. gesättigten Transistor.

Teilbild 1.2 ist im Prinzip dasselbe wie Teilbild 1.1, jedoch mit einigen umgekehrten Vorzeichen. Anstelle eines NPN- ist ein PNP-Transistor im Einsatz. Durch die Basis des Transistors fliesst ein Strom wenn an Ue LOW-Pegel anliegt, wobei auch ein Kollektorstrom fliesst. Umgekehrt ist hier auch, dass der Ausgangswiderstand dann etrem niedrig ist, wenn HIGH-Pegel an Ua liegt. RL belastet Ua nicht nennenswert. Wenn an Ua LOW-Pegel anliegt, enspricht der Ausgangswiderstand dem Wert von R3. Dies wirkt sich allerdings nur dann nachteilig aus, wenn Ua über RL auf +Ub bezogen würde. R1 und R2 haben den selben Zweck wie bei der NPN-Schaltstufe in Teilbild 1.1: Die Schaltschwelle wird über der des Transistors erhöht, was hier allerdings bedeutet, dass die Schaltschwelle an Ue gegen GND verschoben wird.

Die Schaltschwelle Ues errechnet sich für Teilbild 1.1...

   Ues = ((R1 / R2) + 1) * 0.65V

... und für Teilbild 1.2

   Ues = Ub - (((R1 / R2) + 1) * 0.65V)

Die Spannunung von etwa 0.65 V ist Basis-Emitter-Schwellenspannung der Transistoren in den beiden Schaltungen.


2.1   Exotische Schaltung für geringen Spannungsabfall

Selbstverständlich lassen wir nichts aus, auch nichts Exotisches. Etwas das kaum jemand kennt: Man kann die Transistoren auch verkehrt einsetzen, d.h. Kollektor und Emitter vertauscht, und das funktioniert tatsächlich. Diese Schaltung in der NPN- (Teilbild 2.1) oder in der PNP-Version (Teilbild 2.2) hat den Vorteil, dass die Kollektor-Emitter-Sättigungspannung sehr viel kleiner ist. Anstatt etwa 200 mV hat sie einen Wert im 10-mV-Bereich. Toller Transistorschalter, nicht wahr? Der Leser fragt sich schon, wie blöd ich denn eigentlich sei, ein so grosses "Theater" um Bild 1 zu veranstalten, wenn die Schaltbilder in Bild 2 die idealen und ultimativen Transistorschalter zeigen. Nun ja, sie haben eben ihre ganz eigenen Nachteile, fast sowas wie eine persönliche Note und diese stören ganz gewaltig: Nachteil 1 ist, dass +Ub immer kleiner sein muss, als die maximal zulässige Emitter-Basis-Spannung der Transistoren (umgekehrt!). Dieser Spannungswert ist mit stets 5 bis 7 V leider sehr niedrig. Nachteil 2 ist, dass der Transistor in dieser Beschaltung schlichtweg seine Stromverstärkung verweigert. Der Wert ist weniger als 1. Da kann man nur sagen: Ausser Spesen nix gewesen! :-)



3.   Schalten mit NPN-Darlington-Schaltung

Wir betrachten in Teilbild 3.1 bis 3.22 was beim Schalten mittels NPN-Darlington-Schaltungen passiert. Das selbe gilt aber ebenso wenn PNP-Transistoren im Einsatz sind, jedoch mit umgekehrten Vorzeichen in Spannung und Strom. Darum wird der Einsatz mit PNP-Transistoren nicht zusätzlich behandelt. Wer nicht weiss, worum es bei Darlingtons geht, schaue erst in der Linkliste nach und lese in den entsprechenden Links.

Teilbild 3.1 illustriert eine linear arbeitende Darlington-Schaltung in Kollektorschaltung mit einer relativ hohen Stromverstärkung und einer Spannungsverstärkung von knapp 1, wobei dies nur für relativ kleine Spannungsänderungen an Ue zutrifft. Man nennt diese Schaltung auch Emitterfolger. Betrachten wir die DC-Spannungen, so ist Ua immer um die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T1 und derselben von T2 niedriger als Ue, wenn beide Transistoren korrekt arbeiten und dies ist dann der Fall, wenn Ue niemals den Wert von +Ub überschreitet. Bleibt Ue einige Volt unterhalb von +Ub, dann entfalten beide Transistoren ihre maximalen Werte der Stromverstärkung, weil dann die Kollektor-Emitter-Spannungen genügen hoch sind. Man betrachte dazu einschlägige Datenblätter von Transistoren. Der Basisstrom Ib1 ergibt sich automatisch aus dem Kollektorstrom Ic2 dividiert durch das Produkt der Stromverstärkungen von T1 und T2.

Wir wechseln jetzt zu Teilbild 3.2 mit der selben Darlington-Stufe. Der Emitter von T2 ist jedoch mit GND verbunden. Es ist eine Darlington-Stufe in Emitterschaltung mit der typischen spannungs- und stromverstärkenden Wirkung. Hier braucht es in der Basisleitung von T1 einen strombegrenzenden Widerstand, bezeichnet mit R1. R2 denken wir uns zunächst weg. Ue ist zunächst auf LOW-Pegel. Dies bedeutet, dass die Spannung eindeutig niedriger sein muss als Summe der beiden Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2 von etwa 1.3 V. Bei 1 V kann bei sehr hoher Stromverstärkung (ßT1*ßT2) bereits ein geringer Kollektorstrom Ic2 fliessen. Darum empfiehlt es sich, die LOW-Pegelspannung auf möglichst niedrigem Wert nahe am GND-Pegel festzulegen. Wünscht man sich einen höheren Einschaltpegel, muss R2 beigefügt werden. R1 und R2 wirken dann als Spannungsteiler im selben Sinn, wie dies bereits im Kapitel "Schalten mit NPN- und PNP-Transistoren" (Bild 1) beschrieben ist.

Die Spannungsdifferenz zwischen +Ub und Ua dividiert durch R3 ergibt den Kollektorstrom Ic2. Wenn Ue auf HIGH-Pegel liegt und diese Spannung liegt genügend oberhalb der Summe der beiden Basis-Emitter-Schwellenspannungen von T1 und T2, bestimmt Ue minus dieser beiden Spannungen dividiert durch R1 den Basistrom Ib1, - ohne das Vorhandensein von R2. Mit R2 subtrahiert sich Ib1 um den Strom durch R2. Auch hier gilt, je "scharfkantiger" der Übergang zwischen nichtleitendem und leitendem, bzw. offenem und geschlossenem Darlington-Schalter sein soll, um so grösser ist der Querstrom Iq im Verhältnis zu Ib1 zu wählen. Ib1 muss so gross sein, dass die Kollektor-Emitter-Spannung von T1 möglichst gering wird. Dies kann durchaus im Bereich von wenigen zehn Millivolt liegen, wenn der Kollektorstrom von T1 nur wenige mA beträgt. Genau dies trifft zu wenn R3 der Spulenwiderstand eines Relais ist, der einen Strom (Ic2) von etwa 100 mA bewirkt.

Ua kann aber niemals kleiner werden als die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 und dies illustriert Teilbild T3.21. T1 wird hier symbolisch als Potenziometer zwischen Kollektor und Basis von T2 gezeigt. Wird T1 stark gesättigt, ist das vergleichbar, wie wenn man das Potenziometer sehr niederohmig einstellt, z.B. so, dass an ihm nur noch wenige zehn Millivolt abfallen. Schliesst man das Potenziometer sogar kurz, entspricht dies der direkten Verbindung von Kollektor und Emitter von T1. Dieser Zustand ist identisch mit einer Diode und der typischen Dioden-Schwellenspannung (Teilbild 3.22). Daraus können wir verstehen, dass eine Darlington-Stufe niemals eine niedrigere Ausgangsspannung an Ua als eine Diodenschwellen-Spannung haben kann. In unserem Fall bei Ic2 im Bereich von 100 mA beträgt diese Spannung etwa 0.7 VDC, bei Hochleistungstransistoren (T2) und einigen Ampere sind es, UceT1 miteinbezogen, etwa 1 VDC oder auch etwas mehr.



4.   Schalten mit komplementärer Darlington-Schaltung

Teilbild 4.1 zeigt die lineare Betriebsart der komplementären NPN-Darlington-Schaltung. NPN, weil die Steuerfunktion, der eines NPN-Transistors entspricht. Ob die komplementäre Darlington-Schaltung als Ganzes NPN- oder PNP-Eigenschaft hat, ergibt sich aus dem ersten Transistor (T1), also derjenige welcher an seiner Basis von aussen angesteuert wird. Unterschiedlich zu Teilbild 3.1 ist die minimale Differenzspannung Ue minus Ua. Diese beträgt nur eine Basis-Emitter-Schwellenspannung und zwar die von T2. Ua/R bestimmt den T2-Kollektorstrom. Der Basisstrom Ib1 ergibt sich automatisch aus dem Kollektorstrom Ic2 dividiert durch das Produkt der Stromverstärkungen von T1 und T2. Solch komplementäre Darlingtons eignen sich hervorragend für Spannungsregelschaltungen mit relativ niedriger minimaler Dropoutspannung (siehe Linkliste).

Teilbild 4.2 entspricht funktionell Teilbild 3.2. Trotzdem gibt es Unterschiede. In Teilbild 4.2 entspricht die Spannung der Schaltschwelle ohne R2 nur einer Basis-Emitter-Schwellenspannung, nämlich der von T1. Gibt es einen Unterschied betreffs minimaler Ausgangsspannung Ua (LOW-Pegel)? Nein, es gibt keinen, wenn Ib1 ebenfalls grosszügig dimensioniert wird, also wesentlich grösser ist, als er mit Ic2 dividiert durch das Produkt der beiden Stromverstärkungen von T1 und T2 gefordert wird. Es gelten zu den Teilbildern 4.21 und 4.22 die selben Überlegungen wie zu den Teilbildern 3.21 und 3.22: Auch hier gilt, dass eine Darlington-Stufe niemals eine niedrigere Ausgangsspannung an Ua als eine Diodenschwellen-Spannung haben kann.

Wir kommen jetzt noch zu einer speziellen Betrachtung bei Darlingtonschaltungen in Bild 5.

Der Darlingtonschaltung in Teilbild 5.1 wurde der zusätzliche Widerstand R4 verpasst. Wozu soll das gut sein? Wenn Ue LOW-Pegel hat, ist T1 offen. Die Wege Basis zu Emitter als auch Kollektor zu Emitter isolieren. Die Folge davon ist, der Emitter von T1 und damit die Basis von T2 "hängen in der Luft". Das ist nicht ganz "sauber", obwohl man sich herausreden kann, dass in integrierten Darlingtons dieser Widerstand auch nicht drin ist. Aber genau das ist ein Vorurteil, weil es gibt integrierte Darlingtons mit diesem Widerstand. Dieser Widerstand, hier R4, definiert die Basis mit dem Potential des Emitters von T2, wenn T1 offen ist. Wenn T2 eine relativ hohe Stromverstärkung im linearen Arbeitsbereich hat und die Zuleitung vom T1-Emitter zur T2-Basis ist relativ lang, kann es passieren, dass kapazitiv eingekoppelte Stör-AC-Spannungen in diese Leitung T2 steuern könnten. Es kommt zum ungewollten Kollektorstrom Ic2. R4 kann so dimensioniert werden, dass durch ihn etwa 1/10 des T2-Basisstromes fliesst. Der Strom durch R4 ist stets konstant, weil die Spannung über ihn stets den Wert der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 hat, sofern T1 eingeschaltet ist.

R4 empfiehlt sich aber noch aus einem ganz andern Grund: Wenn die Darlington-Stufe für höhere Schaltfrequenzen eingesetzt wird, würde sie ohne R4 schneller ein- als ausschalten. Die Flankensteilheit des Einschaltens wäre wesentlich höher als beim Ausschalten. Dies kommt davon, dass beim Ausschalten die T2-Basis offen liegt und die Ladungsträger nur erschwert (parasitär) abfliessen können. Das hochfrequente Schalten setzt aber noch voraus, dass R4 relativ niederohmig sein muss und parallel zu R1 muss ein Kondensator geschaltet werden, der den störenden Millereffekt, der sich aus der Stromverstärkung von T1 und T2 und der parasitären Kollektor-Basis-Kapazität von T1 ergibt, kompensiert. Dieses Thema würde diesen Elektronik-Minikurs jedoch sprengen und müsste separat behandelt werden. Hier geht es nur um langsame Schaltvorgänge, wie z.B. das Schalten einer Lampe oder eines Relais. Die Relaissteuerung wird ab folgendem Kapitel Thema Nummer 1 sein.

Teilbild 5.2 zeigt wo R4 in der komplementären Darlington-Stufe einzubauen ist. Wenn T1 offen ist, ist die T2-Basis ebenfalls undefiniert. Mit R4 hat die Basis Emitterpotential.



5.   Schaltmodul und Schaltverstärker

Nachfolgend zeigt Bild 6 in zwei Schaltungsvarianten den Schaltausgang eines Schaltmoduls. Es kann auch ein (Funk-)Uhren-Schaltmodul sein, ausgeschlossen, wie bereits erwähnt, das Funkuhrenschaltmodul SC77M von Conrad. Es sind ebenso beliebige Module wie Alarmgeber möglich, welche auf physikalische Grenzwerte reagieren. Häufig anzutreffen sind transistorisierte Schaltausgänge mit offenem Kollektor (bipolarer NPN-Transistor) oder offenem Drain (N-Kanal-MOSFET). Wichtig dabei ist, ebenfalls wie bereits erwähnt, wenn der Transistor eingeschaltet ist, der externe Verbraucher ebenfalls eingeschaltet, also im aktiven Zustand, sein muss.

In den folgenden Abschnitten wird allerdings ein spezieller Fall thematisiert ist. Dieser Fall ist vielleicht jedoch häufiger als man annimmt, nämlich dann, wenn das zum gekauften Produkt beigelgte Datenblatt unvollständig informiert. Die wichtige Information welche fehlt, ist hier in der Einleitung genau beschrieben.

Die beiden folgenden Bilder Bild 6 und Bild 7 zeigen Lösungsansätze, die mit Vorsicht einzusetzen sind. Wir werden sehen weshalb...

Wie bereits aus der Einleitung ersichtlich ist, geht es darum mit einem Relais einen grossen Strom zu schalten. Dazu wurde ein Relais von Siemens mit einer Erregerspule von 12 VDC und einem Strom von 83 mA zu verwendet. Wir wissen bereits, dass einem bipolaren Kleinleistungstransistor im Sättigungsbetrieb und einem Strom von etwa 100 mA eine maximale Stromverstärkung von 20 bis 30 zugemutet werden darf.

Teilbild 6.1 zeigt wie das Relais REL durch den PNP-Transistor T2 angesteuert wird. Diode D, als sogenannte Freilaufdiode, dient einzig dem Zweck, die hohe Selbstinduktionsspannung beim Abschalten der Relaisspule kurzzuschliessen, um T2 vor einer möglichen Zerstörung zu schützen. Die gewählte Stromverstärkung für den Schaltbetrieb, also für minimalen Spannungsabfall zwischen Emitter und Kollektor von etwa 0.2 VDC, beträgt 25. Dies fordert einen Basisstrom von 3.3 mA. Mit der Wahl von R3 = 2.7 k-Ohm sind es 3.6 mA. Wir wissen nun, dass es nicht "sauber" ist, wenn die Basis von T2 offen liegt, was ohne R2 zutreffen würde, wenn T1 (Opencollector-NPN-Transistor) des Schaltmoduls offen ist. Mit einem Wert von 10 k-Ohm beträgt der maximale Strom durch R2 65 µA. Es darf auch weniger sein, als weiter oben mit 1/10 des Basisstromes angeben ist. Es spielt immer auch eine Rolle einen vernünftigen Widerstandswert zu wählen und 10 bis 100 k-Ohm (oder evtl. sogar mehr) ist durchaus vernünftig, wenn man beachtet, dass die Leitung zur T2-Basis nicht unnötig lang ist und nicht unnötig nahe an einer Störquelle liegt, die eine Störspannung kapazitiv einkoppeln könnte. Hohe Schaltgeschwindigkeiten gibt es auch nicht, welche verlangen würde, dass R2 niederohmig sein muss. Zusätzliche Entstörmassnahmen folgen in den Kapiteln 6 und 8.

Der Basisstrom berechnet sich wie folgt:

   R1= (Ubmin - 1V) / Ib

Ubmin von 10.8 VDC ist ein entladener 12V-Bleiakku. Die Spannung von 1 V setzt sich aus der Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 und der Kollektor-Emitter-Sättigungspannung von T1 zusammen. Ausgerechnet gibt dies für R1 einen Wert von 2.7 k-Ohm aus der 5%-Widerstandsreihe. Der Strom ISA beträgt etwa 3.6 mA. Der Strom durch R2 mit bloss 65 µA bleibt in der Rechnung unberücksichtigt.

Und jetzt zur Unsicherheit, wie sie weiter oben beschrieben ist: Man weiss u.U. eben nicht, ob damit diesem im Schaltmodul integrierter Transistor T1 bereits zuviel Strom zugemutet wird. Wenn nicht, darf man zufrieden sein mit dieser Lösung, ansonsten kommen wir zum nächsten Schritt in Teilbild 6.2:

Diese Schaltung unterscheidet sich von Teilbild 6.1 bloss in der Verwendung eines PNP-Darlington anstatt eines PNP-Transistors. Dieser kann aus einem Einzelbauteil, z.B. BC516, oder aus zwei Einzeltransistoren, z.B. 2 Stk. BC560C, bestehen. Die Stromverstärkung einer selbstrealisierten BC560C-Darlingtonstufe reicht von 160'000 bis 640'000 im linearen Betrieb. Trotzdem sollte man im gesättigten Schaltbetrieb nicht mehr als etwa 1000 einsetzen. Dies fordert einen Basisstrom Ib2 von 83 µA. Zwischen Basis und Emitter eines Darlington liegt bekanntlich die doppelte Basis-Emitter-Schwellenspannung von etwa 1.3 V. Durch R2 fliesst ein Strom von 13 µA. ISA bleibt unter 0.1 mA, was T1 irgend eines Schaltmoduls mühelos verkraften wird. Wenn nicht, ist das Schaltmodul schlichtweg nichts wert!

Damit wäre also alles in Butter, wenn der Schein nicht trügt. Wir dürfen nicht vergessen, wenn das 12V-Relais an einem Auto-Akku betrieben wird, dessen Entladespannung 10.8 VDC (Zellenspannung = 1.8 VDC) beträgt, muss das Relais noch sicher anziehen. Wenn es keine weiteren signifikanten Spannungsabfälle gibt, tun das die meisten Relais gerade noch. Man muss sich aber im Datenblatt genau informieren oder selbst Versuche anstellen. Bei der Verwendung eines Darlingtons fällt +Ub von minimal 10.8 VDC auf etwa 10 VDC. Da könnte es bei gewissen Relaistypen signifikante Anzugsprobleme geben. Besser wird diese Situation auch dann nicht, wenn eine komplementäre Darlingtonstufe zum Einsatz kommt, wie weiter oben für den Schaltbetrieb (Bild 4) beschrieben ist und Bild 7 illustriert:



6.   Schaltverstärker, die erste Lösung

Bild 8 zeigt eine gute Lösung mit zwei externen Transistoren. Das Relais REL erleidet bloss einen Spannungsabfall von etwa 0.2 VDC, der durch die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung von T3 zustande kommt. Ib3 beträgt wiederum 3.6 mA wie in Teilbild 6.1 Ib2. Weil dieser Strom für den NPN-Opencollector-Transistor T1 vielleicht zu gross ist, hat es hier eine zusätzliche PNP-Transistorstufe mit T2 im Mittelteil. Diese invertiert die Steuerspannung und das ist der Grund weshalb REL mit einem NPN-Transistor betrieben werden muss. Man beachte die Strompfeile und es leuchtet sofort ein wie T1 den T2 und dieser den T3 steuert. Die Strombelastung von T1 mit etwa 0.1 mA bleibt sich gleich wie in den Bildern 6 und 7.

Neu ist hier noch der Kondensator C und R5. Diese Option empfiehlt sich, wenn die Schaltung in einer stark elektrisch gestörten Umgebung zum Einsatz kommt. C2 reduziert für AC-Spannungen die Eingangsimpedanz. Die Kapazität von 100 nF ist nur eine Empfehlung. Wenn T1 ausschaltet, bildet zunächst der niederohmige differenzielle Widerstand des Basis-Emitterüberganges von T2 mit R5 in Serie und der Kapazität C eine dominierende niedrige Zeitkonstante, obwohl R2 zum gerade erwähnten Widerstand parallel geschaltet ist. Je geringer Ib2 durch die Entladung von C wird, um so hochohmiger wird der Basis-Emitterkreis und wenn Ib2 gegen Null geht, domoniert nur noch die Zeitkonstante C*R2. Die weitere Entladung verläuft langsamer. Der Übergang zwischen leitendem und sperrendem Zustand von T2 ist um so schleichender, je grösser C gewählt wird. Dies macht den Schaltvorgang des Relais ebenfalls, wenn auch nicht in selbem Ausmass, schleichend, was den Kontakten wegen zu langzeitiger Funkenbildung schadet. Darum sollte man es mit der Kapazität von C nicht übertreiben. Bei angegebenem Wert von 100 nF beträgt die R2*C-Zeitkonstante 10 ms. Zu R5: Diesen Widerstand benötigt es nur, wenn C zum Einsatz kommt. Ohne R5 wäre der differenzielle Eingangswiderstand von T2 alleine viel zu niederohmig.



7.   Alternative: MOSFET-Schaltverstärker

Anstelle mit bipolaren Transistoren kann man auch mit MOSFETs schalten und dies hat auch einen fantastischen Vorteil: MOSFETs sind spannungsgesteuert (keinen Eingangsstrom!), bipolare Transistoren sind stromgesteuert. Um u.a. diesen Unterschied zu verstehen, ist es nötig, dass man sich wieder mit den Grundlagen, diesmals der MOSFETs, vertraut macht. Mehr dazu erfährt man in der Linkliste.

Da wir es hier nur mit sehr niedrigen Schaltfrequenzen zu tun haben, spielt die oft hohe Gate-Source-Kapazität von Power-MOSFETs keine Rolle. Bei hohen Frequenzen muss dieser Tatsache mit entsprechend leistungsfähigen Treiberschaltungen (kapazitive Last) Rechnung getragen werden, wie z.B. in Schaltnetzteilen.

Bild 9 stellt eine bipolare NPN-Schaltstufe (Teilbild 9.1) einer Schaltstufe mit N-Kanal-MOSFET (Teilbild 9.2) gegenüber. Zum Unterschied betreffs Strom- und Spannungssteuerung gibt es noch einen weiteren wesentlichen Unterschied. Ein bipolarer Transistor ändert seine Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung abhängig vom Kollektorstrom unwesentlich, sofern nicht die dimensionierte Stromverstärkung "ausgereizt" wird, d.h die Parameter des Datenblattes eingehalten werden. Ganz anders ist's beim MOSFET. Wenn dieser im Schaltbetrieb arbeitet, ist der Widerstand zwischen Drain (D) und Source (S) ein "echter" Widerstand. D.h., der Spannungsabfall über diesem Widerstand verhält sich in gewissen zulässigen Grenzen linear zum Drain- bzw. Sourcestrom. Dieser Unterschied kann je nach Anwendung dazu führen, dass der bipolare Transistor oder der MOSFET den geringeren Spannungsabfall im Hauptstrompfad aufweist. Die Tabellen in Bild 9 geben an einem Beispiel den nötigen Aufschluss:

Die Tabelle in Teilbild 9.1 zeigt drei bipolare Transistoren der etwa selben Strom- und Leistungsklasse. Alle weisen bei entsprechend niedrig gewählter Stromverstärkung eine Kollektor-Emitter-Sättigungspannung von etwa 0.2 V bei einem Kollektorstrom Ic von 100 mA auf. Man kann Transistorexemplare der ähnlichen Strom-/Leistungsklasse tauschen, die Kollektor-Emitter-Sättigungspannung bleibt immer etwa die selbe. Ganz anders bei der Verwendung von MOSFETs, wie die Tabelle in Teilbild 9.2 zeigt. Bei einem Strom von 100 mA, weist der BS170 ein Spannungsverlust von 0.5 V auf. Kommt es auf diesen Spannungsabfall an, dann ist diesem MOSFET einer der bipolaren "Kollegen" aus Teilbild 9.1 eindeutig überlegen. Betrachten wir den MOSFET IRLD024, so erzeugt dieser nur einen Spannungsabfall von 10 mV. Der Widerstand und der Spanungsabfall ist somit 50 mal niedriger. Der IRLD024 ist TTL-steuerbar. Dies bedeutet, dass der TTL-HIGH-Pegel von typisch 3.4 V am Gate dieses FETs diesen bereits voll durchsteuert.

Welche Bedeutung hat der Widerstand R1 am Eingang des Gates beim MOSFET? Wozu soll dieser etwas nützen, denn es ist eine Spannungssteuerung? Einerseits kann die Gate-Source-Kapazität eine Treiberschaltung destabilisieren, d.h. sie kann sie in Schwingungen versetzen, anderseits kann die MOSFET-Schaltung bei direkter sehr niederohmiger Ansteuerung selbst in sehr hochfrequente Schwingungen geraten. Bei hochfrequenten Schaltungen muss R1 sorgfältig meist niederohmig gewählt werden, damit R1 und die Gate-Source-Kapazität nicht eine zu niedrige störende Tiefpassfilter-Grenzfrequenz erzeugt. Anstelle von R1 werden manchmal auch kleine Induktivitäten eingesetzt. In unseren Beispielen, bei denen es stets um langsame Schaltvorgänge geht, darf R1 locker einen Wert von 1 k-Ohm haben und damit ist man in Bezug auf Stabilität auf der sicheren Seite. Das selbe gilt für R1 in Teilbild 10.2.

Bild 10 zeigt das selbe mit einem PNP-Transistor und einem P-Kanal-MOSFET. Hier sind die beiden MOSFETs BS250 und VP0808L den bipolaren "Kollegen" unterlegen und der VP0300L ist es knapp. Die Stirn bieten kann der IRFD9024. Wenn man die Tabellen von Bild 10 mit Bild 9 vergleicht, hat man den Eindruck, dass es leichter ist besonders niederohmige N-Kanal-MOSFETs als P-Kanal-MOSFETs zu erhalten. Das ist tatsächlich der Fall, was auffällt, wenn man sich in einem Halbleiterkatalog umschaut. An der INELTEC, einer Elektronikfachmesse die in Basel alle zwei Jahre stattfindet, wurde ich mal aufgeklärt, dass es schwieriger sei in P-Kanal-MOS-Prozessen niederohmige Strukturen hinzukriegen und darum gibt es auch sogenannte Highside-MOSFET-Treiberstufen, bei denen N-Kanal-MOSFETs im Einsatz sind und damit die Gate-Steuerspannung hoch genug ist, muss diese mittels einer Switched-Capacitor-Boostschaltung hochtransformiert werden.



8.   Erste Lösung mit MOSFET

Teilbild 11.1 mit der PNP-Schaltstufe ist die Wiederholung von Teilbild 6.1 und steht Pate für die P-Kanal-MOSFET-Methode in Teilbild 11.2, wobei es wegen dem höheren Eingangswiderstand empfehlenswert ist, den Störschutzkondensator C einzubauen. Mit einem Wert von 22 nF hat dieser mit R2 eine Zeitkonstante von ebenfalls etwa 10 ms (vergleiche mit Bild 8). Dies reicht um mittelfrequente Störungen durch kapazitive Einkopplung wirksam zu unterdrücken. Auch 50-Hz-Brummspannungen können, wenn die parasitäre Koppelkapazität nur sehr gering ist, wirksam unterdrückt werden. R3 dient dem selben Zweck wie R1 in den Teilbildern 9.2 und 10.2 und dort bereits beschrieben ist. R1 (Teilbild 11.1) benötigt es in der Regel nicht und kann überbrückt werden. Er könnte bestenfalls dann nötig sein, wenn ein MOSFET eine ausserordentlich niedrige Gate-Source-Schwellenspannung hat. Wenn +Ub allerdings höher als die maximal zulässige Gate-Source-Spannung ist, das sind meist ± 20 V, wird R1 benötigt. R1 und R2 dienen in diesem Fall als Spannungsteiler um das Gate vor Überspannung zu schützen. Es kommt also ganz auf die Anwendung an. In der Wahl von R2 ist man weitgehend frei. Mit 560 k-Ohm ergibt sich beim Schaltausgang des Schaltmoduls ein Strom von 22 µA.


8.1   Problem mit langer Leitung

Es sind Anwendungen vorstellbar bei denen ein Schaltmodul weit vom Schaltverstärker mit dem Relais entfernt ist. Es braucht also eine lange Leitung. Nun könnte man auf die Idee kommen C massiv zu erhöhen, um Störungen von sehr langen Leitungen, die als Antennen wirken, wirksam zu unterdrücken. Damit kann allerdings, wie bereits erwähnt, die Ein- und Ausschaltung des Relais unzulässig schleichend verzögert werden.

Die bessere Lösung ist die Verwendung von abgeschirmtem Kabel, wobei man daran denken muss, dass ein solches Kabel eine Kapazität von etwa 200 pF/Meter oder auch mehr hat. Hier hat C2 einen andern Zweck. Ohne C2 würde das Relais beim Einschalten der Betriebsspannung +Ub vielleicht ganz kurz einschalten, weil die Kabelkapazität mit R2 ein Differenzierglied bilden würde. Zuerst liegt die volle Gate-Source-Spannung an und steuert den MOSFET durch. Die Zeitkonstante Ck*R2 bestimmt die Einschaltdauer des Relais, die bei einer Leitung von 20 Meter, mit einer Kapazität von mehr als 4 nF und R2 von 560 k-Ohm, mit etwa 2 ms noch sehr kurz ist und der Anker des Relais kaum anzieht. Die Angelgenheit ist aber unsicher. Mit C = 22 nF wird dieser Effekt wesentlich reduziert, weil im kurzen Augenblick des Einschaltens von +Ub Ck und C als Spannungsteiler wirken und im vorliegenden Beispiel die maximale Gate-Source-Impulsspannung auf 1/5 reduziert wird. Diese Dämpfung wird noch besser, wenn man C auf 100 nF und zwecks gleichbleibender R2*C-Konstante R2 auf 100 k-Ohm reduziert, was dann der Strom ISA auf 0.1 mA erhöht und für T1 noch immer zuträglich wäre.



9.   Zweite Lösung mit MOSFET und NPN-Transistor

Wir erinnern uns an die Schaltung in Bild 8 und ersetzen den PNP-Transistor T2 durch einen P-Kanal-MOSFET, wie es oben in Bild 13 gezeigt wird. Dies hat den Vorteil, dass man für T2 keine Gedanken bezüglich Stromverstärkung anstellen muss. Der Eingangswiderstand des MOSFET ist extrem hochohmig und liegt im Tera-Ohm-Bereich, und dies bedeutet, wie in Teilbild 11.2, dass der Strom ISA im Prinzip beliebig niedrig dimensioniert werden kann. Auch hier ist er mit R2 = 560 k-Ohm auf 22 µA definiert.

Mit dieser Mixtur aus MOSFET-Vorverstärker und bipolarer Endstufe, ist man frei in der Wahl der Bauteile. Bipolare PNP-Transistoren mit den bisher erwähnten und hier gebrauchten Eigenschaften gibt es genügend und sie sind sehr billig. Für den MOSFET gibt's auch Auswahl, weil der Drain-Source-Widerstand in einem weiten Bereich unkritisch ist, da er lediglich einen Strom von wenigen mA liefern muss. Für T2 eignet sich z.B. der BS250 und für T3 den BC547B. Beide sind sehr preiswert.



10.   Eine bessere SC77M-Schaltung

Wie bereits erwähnt, ist im schaltungslogischen Sinne der aktive Zustand des Transistors nicht identisch mit dem aktiven Zustand des angeschlossenen Gerätes (Lampe, Motor, etc.). Es genügt aber nicht nur ein Transistor zu benützen um das Relais anzusteuern, weil so die Verstärkung des einen Transistors zu hoch sein müsste und das wird dem gesättigten Zustand eines geschalteten Transistors nicht gerecht. T3 ist durch T2 erweitert. Beide zusammen bilden jedoch absichtlich keinen Darlington, weil dies zu unzulässig hohem Spannungsverlust für das Relais führen würde. Daher ist der Kollektor von T2 mit einem Widerstand R1 mit der Spannung von +Ub verbunden. Die Basis ist mit R2 hochohmig ebenfalls mit +Ub verbunden. Der Schaltstrom beim Schaltausgang bleibt mit etwa 0.1 mA sehr gering. Wenn T1 eingeschaltet ist - im schaltungslogischen Sinne aktiv Low - wird die Basis von T2 auf GND-Potential gezogen. Dadurch öffnet T2 und somit auch T3. Damit die Basis von T3 nicht offen liegt, wird diese mit R4 auf GND-Potenzial gezogen. In diesem Zustand ist das Relais stromlos. Kein Verbraucher, gesteuert durch den Relaiskontakt, ist aktiv.

Die grüne LED dient als Spannungsstabilisator mit einer Spannung von etwa 2 VDC. Diese Spannung speist das Schaltuhrmodul über die Diode D3 und hält zusätzlich einen Nickel-Kadmium- oder Nickel-Metallhydrid-Akku in Schwebeladung. Dieser Akku liefert die Betriebsspannung für die Uhr falls +Ub aussetzt. D3 sperrt den Stromrückfluss in die Schaltung. Die Betriebsspannung des Moduls liegt knapp über 1.2 VDC. Diese Akku-Idee stammt aus den Unterlagen zum Schaltuhrmodul SC77M. Dieser Akkuladevorgang hat einen interessanten Effekt: Ist der Akku entladen, fliesst der ganze Strom in diesen Akku. In diesem entladenen Zustand ist die Spannung für die grüne LED zu niedrig. Sie leuchtet gar nicht oder nur schwach. Je heller sie mit der Zeit wird, um so mehr signalisiert sie, dass der Akku geladen ist.

Bild 15 kommt mit der Verwendung eines Kleinleistungs-MOSFET mit nur einem Transistor aus. Wie diese MOSFET-Schaltung funktioniert, dürfte aus dem gesamten Kurs abgeleitet, klar sein und bedarf keiner zusätzlichen Erklärung. Der Drain-Source-Spannungsabfall über dem gewählten MOSFET BS170 ist mit einem maximalen Drain-Source-Widerstand von 5 Ohm und einem Drain- bzw. Relaisstrom von 83 mA mit 0.42 V maximal doppelt so hoch wie die gesättigte Kollektor-Emitter-Spannung des T3 in Bild 14. Der typische Drain-Source-Widerstand beträgt aber bloss 1.8 Ohm. Der maximal mögliche Spannungsverlust von 0.42 V ist aber zulässig, ausser das verwendete Relais hat wirklich sehr enge Toleranzen in der Betriebsspannung. Testen sollte man so etwas auf jedenfall. Wenn das Funktionieren der Schaltung unsicher ist, kann man den BS170 mit einem BSS295 tauschen (siehe Teilbild 9.2).



11.   Linkliste