Netzteil-Testgerät I

Inhaltsverzeichnis

      1.   Einleitung

      2.   Statisches und dynamisches Messen

      3.   Stromquelle - Stromsenke

      4.   Einfache Stromsenke mit Opamp und Transistor

      5.   Stromsenke mit Opamp und Darlington

      6.   Das Netzgerät/teil-Testgerät

      7.   Technische Daten zu Bild 6

      8.   Linkliste



1.   Einleitung

Etwa anfangs der 1980er-Jahren und weiter zurück war es auf Grund des meist unbefriedigenden Angebotes im Elektronikmarkt noch sehr selbstverständlich, dass man Netzteile und Netzgeräte selbst baute. Heute ist der Markt überflutet mit diversesten Netzgeräten und (Schalt-)Netzteilen und doch kommt es immer wieder vor, dass man selbst etwas entwickeln muss, wie z.B. in der Medizinalelektronik oder für andere Sonderanfertigungen. Für solche Netzgeräte und Netzteile, aber auch für gekaufte "ab der Stange", ist es oft sinnvoll und zweckmässig diese genau zu prüfen.

Das vorliegende Testgerät baute ich etwa Ende der 1970er-Jahre und es ist bis heute immer wieder im Einsatz und leistet seinen hervorragenden Dienst. Es besteht aus zwei elektronisch steuerbaren Konstant-Stromsenken, welche symmetrisch einen postiv und negativ gleich grossen Strom ziehen, sofern Spannungsquellen angeschlossen sind. Man kann also Netzgeräte und Netzteileile mit einfacher oder symmetrischen Ausgangsspannungen testen. Diese Spannungen dürfen variabel einstellbar oder fest eingestellt sein. Der eingestellte Stromwert der Stromsenken bleibt, unabhängig vor den zu prüfenden Spannungen konstant.

Mit einer rechteckförmigen Steuerspannung kann man zwischen zwei einstellbaren Stromwerten umschalten. Dies ermöglicht das dynamische Verhalten der Ausgangsspannungen des Netzgerätes oder Netzteiles mittels Oszilloskop genau zu beobachten, um damit das Mass der Stabilität zu beurteilen.

Dieser Elektronik-Minikurs dient - wie alle andern auch - zur Hauptsache nicht nur dazu den Inhalt 1:1 umzusetzen, er soll Anreiz dafür sein eigene Ideen zu entwickeln, jedoch nützliche Teile oder Ideen von diesem Elektronik-Minikurs miteinzubeziehen. Dies gilt hier besonders dann, wenn man ein Testgerät mit ganz anderen Strombereichen und vielleicht auch ganz andern Spannungen realisieren muss. Die Verlustleitungen an den Transistoren haben ganz andere Werte. Der Leser muss die Schaltung seinen Bedürfnissen anpassen. Wobei er sich in der Berechnung von Transistorschaltungen auskennen muss. Vielleicht eignen sich besser Power-MOSFETs anstelle von bipolaren Leistungstransistoren, denn diese haben bekanntlich den wichtigen Vorteil, dass sie den sogenannten zweiten Durchbruch nicht haben. Ebenso wichtig ist das Dimensionieren von Kühlprofilen und vieles andere mehr.



2.   Statisches und dynamisches Messen

Teilbild 1.1 zeigt im Blockschaltbild die einfachste Methode eine Spannungsquelle zu testen. Anstelle eines Netzgerätes/teiles kann es auch eine Batterie oder ein Akku sein. Man misst am Ausgang der Spannungsquelle die Spannung, z.B. mit einem Multimeter, symbolisch dargestellt mit dem Messinstrument V. Die Netzspannung wird mit einem einstellbaren Lastwiderstand RL belastet, wobei im Stromkreis ein Messinstrument zur Messung des Stromes (Bezeichnung A für Amperemeter) eingeschlauft ist. Bei kleinen Strömen und Leistungen eignen sich als einstellbare Lastwiderstände gerade noch Potentiometer (Potmeter) im Watt-Bereich, für grosse Ströme kommen grosse Schiebewiderstände zum Einsatz. Mit dieser einfachen Methode kann man allerdings nur gerade das statische Verhalten der Spannungsquelle unter Strombelastung messen, bzw. mit einem Oszilloskopen beobachten. Ein weiterer Nachteil ist, wenn die Spannung am Ausgang der Spannungsquelle varriert, ändert sich auch der Strom. Will man bei einer Spannungsänderung testweise den selben Strom messen, muss der Lastwiderstand von Hand nachgesteuert werden.

Dieses Problem nimmt einem die elektronische Konstant-Stromsenke ab. Sie hat die selbe elektronische Eigenschaft wie die Konstant-Stromquelle. Der differenzielle Innenwiderstand ist theoretisch unendlich gross, weil sich der Strom auf Grund einer Spannungsänderung praktisch nicht ändert. In der Praxis trifft dies aber nicht zu, jedoch kann der differenzielle Innenwiderstand, je nach Qualität der Konstant-Stromsenke bzw. Konstant-Stromquelle, sehr hochohmig sein. Ein Beispiel: Eine Stromsenke/quelle erhält eine Spannungsänderung von 10 V und dabei ändert sich der Strom von 1.000 A zu 1.001 A. Gemäss ohmschem Gesetz resuliert ein differenzieller Widerstand von 10 k-Ohm während der statische Innenwiderstand nur 10 Ohm (bei 10 V) beträgt. Bei einer Konstant-Spannungsquelle verhält sich die Situation genau umgekehrt, weil eine grosse Stromänderung kaum eine Spannungsänderung verursacht.

Teilbild 1.2 zeigt das Blockschaltbild einer elektronischen Stromsenke, dessen Strom mit einer Schaltspannung Us (s = schalt) zwischen zwei Werten mittels eines Taktgenerators umgeschaltet werden kann. Damit ist es möglich mittels eines Oszilloskopen die dynamischen Schalt- bzw. Einschwingvorgänge der Ausgangsspannung zu beobachten und beurteilen. Wir betrachten dazu Bild 2:

Diese Diagramme in Bild 2 beziehen sich bereits auf das vollständige Schaltschema in Bild 6. Um diese Diagramme zu verstehen, muss man die Schaltung von Bild 6 jetzt noch nicht miteinbeziehen. Man muss hier nur verstehen, dass mit elektronischen Mitteln der Strom, der vom Netzteil in die Stromsenke fliesst (siehe Teilbild 1.2), sehr schnell zwischen zwei Werten umgeschaltet werden kann. Diese Geschwindigkeit nennt man auch Flankensteilheit, den man beim Strom z.B. in A/µs oder A/ms angibt.

Was zeigen uns die drei Diagramme in Bild 2? Die Steuerspannung +Us (s = steuer), ein Logiksignal, schaltet den Strom Is (s = Senke) zwischen zwei Werten und die Ausgangsspannung +Ub reagiert auf drei Arten, die wir in den drei Teilbildern genauer betrachten:

1.
Man erkennt in der dynamischen Wiedergabe von +Ub des Netzteiles eine hochfrequente Instabilität, die durch die Stromumschaltung angeregt wird. Diese hochfrequenten Schwingungen sind durch die schwarzen Flächen angedeutet und sie zeigen eine kritische Dämpfung. Mit einer steilen Stromflanke wird die hochfrequente Schwingung angeregt und klingt, ganz ähnlich wie bei einem Glockenschlag, anschliessend wieder ab. Mann nennt dies eine aperiodische Dämpfung. Im Gegensatz dazu, wird eine periodische Schwingung nicht gedämpft, die Schwingungen setzen sich fort. Die Teilbilder 2.1 und 2.2 zeigen, dass die Spannungsquelle an der Stabilitätsgrenze arbeitet. Sie neigt mit diesem Verhalten zum hochfrequenten Oszillieren. Die Systemdämpfung der Spannungsregelschaltung ist einfach gerade noch gross genug, dass die Oszillation nicht durch Selbsterregung einsetzt und dauerhaft vorliegt. Aber diese doch relativ schwach gedämpfte Schwingung zeigt uns, dass es empfehlenswert ist diesem Netzgerät/teil diese Instabilität abzugewöhnen. Wie man dies tut, kommt ganz auf die Schaltung des Netzgerätes/teiles an und ist nicht Gegenstand dieses Elektronik-Minikurses. Es gibt allerdings eine kleine Einführung zu diesem Thema in (3) im Unterkapitel Die zusätzliche Frequenzgangkompensation mit C3 und R5.

2.
Wir kommen jetzt zur statischen Betrachtung. Zwischen den Stromumschaltmomenten erkennen wir gerade Spannungslinien (+Ub). Allerdings ist die Spannung +Ub beim höheren Strom konstant etwas niedriger als beim niedrigeren Strom, wie dies Teilbild 2.1 zeigt. Dies kann grundsätzlich zwei Ursachen haben: Entweder arbeitet die Spannungsregelung unbefriedigend oder die Verlustwiderstände zu den Anschlüssen beim Netzgerät/teil oder beim Verbraucher (falls man dort messen will) sind zu gross. Abhilfe bieten hier Netzgeräte/teile mit Spannungssensoranschlüssen, mit denen es möglich ist, vom Verbraucher die Spannung zur Regelschaltung zurückzuführen. Diese rückgeführte Spannung wird dann regeltechnisch verarbeitet. Dieser regeltechnische Trick erlaubt aber meist keine Übertreibungen. Dies soll heissen, man darf sich nicht zu dünne und/oder zu lange verlustreiche Leitungen erlauben und dann mittels Sensorschaltung darauf hoffen, dass die Spannungsregelschaltung diese Fahrlässigkeit automatisch und sauber korrigiert. Wenn man damit übertreibt, reizt man die Regelschaltung oft in Richtung mehr dynamischer Instabilität!

Es stellt sich hier die Frage, was eine gute statische Stabiltät ist. Dies kann generell nicht beantwortet werden, weil es ganz von der Anwendung abhängt. An ein Labornetzgerät werden beispielsweise besonders hohe Anforderungen gestellt, für den Einsatz in einem industriellen Gerät - allerdings auch je nach Anwendung - eher geringere. Wir kommen zu einem praktischen Beispiel eines Labornetzgerätes mit sehr guten Stabilitätseigenschaften, wie sie in Teilbild 2.3 zum Ausdruck kommen.

Der Elektronik-Minikurs in (1) präsentiert ein renoviertes altes Netzgerät. Ich erreichte mit dieser Renovation u.a. einen statischen Innenwiderstand von 1 Milli-Ohm! Dies bedeutet, dass eine Stromänderung von 1 A eine Spannungsänderung von 1 mV bewirkt. Dies erreichte ich mit dicken Leitungen von der Regelschaltung zu den Anschlussbuchsen und mittels bereits angedeutetem Spannungsfeedback von diesen Buchsen zur Regelschaltung. Die Rausch/Stör-Spannung unter Last ist wesentlich geringer, weil man sonst diese 1 mV gar nicht messen könnte. Teilbild 2.2 zeigt eine Ausgangsspannung mit guter statischer Spannungsstabilität. Die hochfrequente Instabilität, entsprechend Teilbild 2.1, ist hier noch nicht beseitigt.

3.
Teilbild 2.3 zeigt das Diagramm einer statisch und dynamisch stabilen Spannungsregelung. Wenn die Zeit der Stromänderung t1 (Flankensteilheit) viel kleiner ist als Regelgeschwindigkeit t2 der Spannungsregelschaltung, ereignet sich bei jeder Stromumschaltung ein Spannungsüber- oder Spannungsunterschwingen. Wird plötzlich mehr Strom hinzugeschaltet, gibt es eine kurzzeitige Unterspannung. Wird plötzlich der Strom reduziert, gibt es eine kurzzeitige Überspannung. Das lässt sich gar nicht verhindern, weil die Regelschaltung das Ereignis immer erst erfährt, wenn es eingetreten ist. Was man tun kann, ist eine schnelle Regelschaltung realisieren, so dass t2 so klein wie möglich ist. Die Amplituden dieses Über- und Unterschwingens kann allerdings mit einer kapazitiven Belastung der Ausgangsspannung des Netzteiles mit einem Kondensator genügend hoher Kapazität drastisch reduziert werden. Ein guter Wert für diese Einschwingzeit liegt im unteren 10-µs-Bereich und der Wert des maximalen Amlitudenwertes im unteren 10-mV-Bereich. Diese Zahlenwerte stammmen aus dem bereits genannten Elektronik-Minikurs (1).



3.   Stromquelle - Stromsenke

Stromquelle oder Stromsenke, das ist hier die Frage? Nun ja, allerdings nur eine formale und keine schaltungstechnische, denn da gibt es keinen Unterschied. Ob es eine Stromquelle oder Stromsenke ist, ist reine Definitionssache in Funktion der Schaltungsumgebung. Etwas Aufklärung dazu liefert Bild 3:

Teilbild 3.1 zeigt uns eine Stromsenke mit dem Stromanschluss Is. Von einer externen Spannungsquelle fliesst über Is ein konstanter Strom über T und R2 nach GND. Der Stromlieferant ist also eine externe Spannungsquelle, deshalb ist die so gezeichnete Schaltung eine Stromsenke. Man könnte es auch so betrachten: Wenn anstelle der Elektronik zwischen dem Anschluss Is und GND nur ein Widerstand geschaltet wäre, wäre dieser Widerstand die Stromsenke, allerdings wäre der Strom Is nicht spannungsunabhängig konstant.

Die Stromquellen- bzw. Stromsenkenschaltungen die hier gezeigt werden, studiert man im folgenden Elektronik-Minikurs (5).

Teilbild 3.2 zeigt ebenfalls, rein formal, eine Stromsenke, jedoch eine mit negativem Stromfluss. Der Strom fliesst von einer externen negativen Spannungsquelle über den Anschluss -Is, T und R2 nach GND. Der Pfeil oberhalb der Bezeichnung -Is zeigt dies, aber die "offizielle" Stromrichtung zeigt (natürlich) stets von Plus (hier GND) nach Minus, wie dies der Pfeil links von -Is darstellt. In Teilbild 3.1 zeigen beide Pfeile in die selbe Richtung.

Teilbilder 3.3 und 3.4 sind Stromquellen. +Ub bzw. -Ub sind die Spannungseingänge, auf diese folgt je die Konstant-Stromquelle und an dessen Ausgängen fliesst der Strom in Richtung weniger postiver bzw. weniger negativer Spannung. Dies kann in beiden Fällen GND sein, jedoch ebenso -Ub (Teilbild 3.3) bzw. +Ub (Teilbild 3.4).

Damit wäre die Sache mit Stromquelle und Stromsenke ein wenig aufgeklärt. In allen vier Teilbildern ist es das selbe Schaltungsprinzip. Man kann der Auffassung sein, dass diese Unterscheidung von Quelle und Senke übertrieben ist und man betrachtet es vom Standpunkt der Schaltung immer als Stromquelle. Allerdings fällt es mir doch etwas schwer, eine elektronisch geregelte Last, die ein Netzgerät/teil testet, als Stromquelle und nicht als Stromsenke zu bezeichnen. Darum hier dieser Aufwand. Ich hoffe aber trotzdem, die Verwirrung ist nicht so total wie sich einmal der berühmte Physiker Niels Bohr (1885-1962) über die Quantenmechanik äusserte: "Wer über Quantenmechanik nachdenken kann, ohne wirr zu werden im Kopf, hat sie nie wirklich verstanden." Wobei es einen signifikanten Unterschied zwischen Bohr und mir gibt: Wenn hier eine Verwirrung zustande kommt, dann deshalb, weil ich diese soeben angerichtet habe und nicht die Physik selbst die Ursache ist... :-)



4.   Einfache Stromsenke mit Opamp und Transistor

Bei den Stromsenken und Stromquellen wie sie in Bild 3 gezeigt werden, ist stets die Referenzspannungsqsquelle im Basiskreis und der Widerstand im Emitterkreis strombestimmend. Eine LED als Referenzspannungsqsquelle hat den grossen Vorteil, dass ihr Temperaturkoeffizient praktisch gleich gross ist wie die Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors mit etwa -2 mV/°C. Wird die LED von aussen gleich stark erwärmt wie der Transistor, kompensieren sich die beiden Temperaturkoeffizienten und man erhält mit wenig Aufwand eine sehr temperaturstabile Konstantstromquelle/senke. Wenn sich jedoch der Transistor, wegen zu hoher Verlustleistung, mehr erwärmt als die LED, verschlechtert sich die Kompensationseigenschaft schnell. Mehr dazu erfährt man in (5).

Diesem Problem kann man ausweichen, wenn ein Operationsverstärker mit einbezogen wird, in dem dieser mit seiner Regeleigenschaft sehr viel für einen konstanten Strom beiträgt. Die Stabilität des Stromes ist zur Hauptsache nur von einer stabilen Spannung am nichtinvertierenden Eingang und einem Lastwiderstand im Emitterkreis eines Transistors abhängig. Realisiert man diese stabile Spannung mittels Potmeter variabel, hat man hier eine einstellbare Konstantstromsenke, - die man ja nach "Blickwinkel" natürlich auch als Konstantstromquelle betrachten kann. Wir kommen damit zu Bild 4:

An +Is wird der Strom aus einer externen Spannungsquelle +Unt (nt = netzteil) gemessen. Die Schaltung dient hier als Stromsenke. Für eine sehr stabile Referenzspannung empfiehlt sich eine sogenannte Bandgap-Referenzspannungsquelle Z, wie sie genauer im Elektronik-Minikurs (6) beschrieben ist.

Wir analysieren diese Stromsenkeschaltung und hinterfragen sie kritisch. Es beginnt mit der Referenz-Spannungsquelle Z, dem bekannten zweipoligen Bauteil LM385Z-1.2, mit einer ultrastabilen Spannung von 1.2 VDC. Man ist geneigt dieses Bauteil Diode oder Bandgap-Diode zu nennen. Zu unrecht, weil in ihr steckt eine doch recht komplexe integrierte Schaltung (IC) mit immerhin 14 Transistoren. Der Betriebsstrom, bei dem die stabile Spannung garantiert wird, reicht von 20 µA bis 20 mA, was einem Faktor von 1000 entspricht. Keine Zenerdiode der Welt könnte einer solchen integrierten Superschaltung Paroli bieten!

Potmeter P liefert im Bereich von 10 mVDC bis 1VDC die variable aber hochstabile Eingangsspannung an den nichtinvertierenden Eingang des Opamp OA. Der Ausgang des OA steuert über R5 die Basis des Transistors T und vom Emitter aus erfolgt die volle Gegenkopplung (Verstärkung = 1) zum invertierenden Eingang des OA. Da es im eingeschwungenen Zustand der gesamten Schaltung idealerweise am nichtinvertierenden und invertierenden Eingang des OA stets die selbe Spannung hat, oder anders gesagt, die Differenspannung dieser beiden Eingänge 0 V ist, liegt logischerweise die selbe Spannung Ur über R3. R3 ist am Zustandekommen des Emitterstromes Ie verantwortlich, der sich aus dem Quotienten des Spannunungsabfalles über R3 und aus dessen Widerstand ergibt. Im vorliegenden Beispiel beträgt der Strom, wenn das Potmeter die maximale Spannung von 1 VDC erzeugt, 100 mA. Mit P kann man einen Strom Ie zwischen 1 mA und 100 mA einstellen.

Damit sind wir an dem Punkt angelangt, wo wir die Schaltung kritisch unter die Lupe nehmen. Wir verwenden mit Z eine hochstabile Referenzspannung. Garantiert dies aber auch, dass wir eine ebenso hohe Stromstabilität von Ie und Is erzielen? Keineswegs! Wenn man herunterfahren will bis 1 mA, müssen wir schon einen Opamp mit sehr niedriger DC-Offset-Spannung verwenden, damit die 10 mVDC am nichtinvertierenden Eingang auch wirklich einen Emitterstrom Ie von exakt 1 mA erzeugt. Wenn das allerdings nicht so wichtig ist und einem nur Ie, bzw. Is interessiert, den man mit P einstellen will, muss die minimale Spannung U1 einfach niedriger gewählt werden, damit eine allfällig postive DC-Offsetspannung sicher kompensiert werden kann. Man kann R2 auch weglassen und dieses Ende von P direkt mit GND verbinden.

Nicht ganz so kritisch ist - auch bei den älteren Opamps - der temperaturabhängige DC-Offsetspannungsdrift. Beim Oldy-Opamp "741" sind es 15 µV/K. Trotzdem bedeutet dies, dass bei einer Temperaturänderung von 20 K, der Emittertrom Ie sich von z.B. exakt 1.00 mA auf 1.03 mA oder auf 0.997 mA verändern kann. Für viele Anwendungen ist diese geringe Unpräzision irrelevant. Bei der Verwendung eines Opamp mit bipolaren Eingangsstufen gilt diesbezüglich noch die Regel, dass der Quellwiderstand an beiden Eingängen möglichst gleich sein soll, was durch die Variation von P aber gar nicht möglich ist. Deshalb kann man auf R6 gleich verzichten oder man definiert ihn auf einen ungefähren Mittelwert, hier etwa 1 k-Ohm. Benutzt man einen Opamp mit JFET- oder MOSFET-Eingangsstufen, erübrigt sich diese Überlegung, weil die Eingangswiderstände nicht nur extrem hochohmig sind in Relation zu den Widerstandswerten der angeschlossen Netzwerke, selbst dann wenn diese im M-Ohm-Bereich liegen, die sogenannten Eingangs-Offset- und Eingangs-Biasströme sind auch extrem niedrig.

Jetzt kommen wir zur Sache mit dem Kollektorstrom Ic. Ist dieser eigentlich gleich gross wie der Emitterstrom Ie oder nicht? Er ist es nicht. Ic ist um den Betrag des Basisstromes Ib niedriges als Ie. Nun, wenn die Stromverstärkung gross ist, z.B. um 100 oder sogar mehr, ist das meist unkritisch, wenn sehr hohe Präzision und Konstanz nicht so wichtig sind. Sind aber hohe Ströme im A-Bereich und geringe Kollektor-Emitter-Spannungen im Spiel, kann die Stromverstärkung sehr niedrig werden und der Anteil des Basisstromes nimmt zu. Dies lässt sich leicht überprüfen in dem man die Spannung über R5 misst. Alleine deswegen empfiehlt sich im Basiskreis ein Widerstand. Durch die Messung der Spannung über R5 kann man sehr gut die Stromverstärkung von T in Abhängigkeit von UCE überprüfen. Wenn der Wert von 100 Ohm für R5 eine höhere Spannung als einige VDC erzeugt, empfiehlt sich einen niedrigeren Wert zu wählen. Dazu müsste der Basisstrom allerdings mehr als 10 mA betragen und das erreicht er nur, wenn UCE so niedrig ist, dass T in Sättigung liegt (Ic = 100 mA). Dies ist dann der Fall wenn +Unt, die sich aus UCE plus UR3 zusammensetzt, sehr niedrig ist. Es ist dabei auch noch zu bedenken, dass OA den Strom von 10 mA liefern muss. Kann er das nicht, bricht die Stromregelung zusammen. Ein "741" schafft dies kaum, ein anderer nicht ganz so alter Oldy, der LF351, ein JFET-Opamp, schon eher.

Funktionell wird R5 nicht benötigt. Der Widerstandswert in Klammer drückt aus, dass man ihn überbrücken oder ändern kann. Er sollte auch noch aus einem andern Grund nicht zu hoch gewählt werden: R5 und die Kollektor-Basis-Kapazität von T erzeugen ein Tiefpassfilter (Millereffekt). Wenn dessen Grenzfrequenz zu niedrig ist, wird die Regelgeschwindigkeit des Regelsystems reduziert. Dem kann man allerdings entgegenwirken, in dem pararallel zu R5 ein Kondensator geschaltet wird, wie dies Bild 6 illustriert (dort ist es R9 und R10).

Man sollte bei einem Schaltungsentwurf auf jedenfall erst einen sauberen Testaufbau realisieren und die Stabilität der Schaltung testen bevor man eine Leterplatte entwirft! Damit erspart man sich manchen Ärger! Sauber bedeutet, dass man ein wilder Drahtverhau auch beim Testaufbau vermeidet. Ein sauberer Versuchsaufbau trägt wesentlich zum stabilen Funktionieren einer analogen Schaltung bei!

Anstelle dieses bipolaren Transistors könnte man auch einen Leistungs-MOSFET einsetzen, dann gibt es das soeben beschriebene Problem der unteschiedlichen Ströme im Hauptstrompfad nicht, weil kein Gatestrom fliesst. Der Drainstrom wäre identisch mit dem Sourcestrom. Es gibt aber mit der oft recht grossen Gate-Source-Kapazität von "starken" Leistungs-MOSFETs ein nicht zu unterschätzendes Stabilitätsrisiko, das mit einem Versuchsaufbau zuerst genau abgeklärt werden muss! Leider habe ich mich mit Leistungs-MOSFETs im linearen Betrieb zuwenig befasst, um einen Elektronik-Minikurs zum Thema Stromquelle/senke zu schreiben. Vielleicht ändert sich dies irgendwann...

Ein paar Worte zur Betriebsspannung ±Ub. Es sind ±12 VDC angegeben. Das ist nur ein Beispiel. Diese Betriebsspannung ist keineswegs zwingend. +Ub muss nur so gross sein, damit Z sicher betrieben werden kann und die für die Regelung benötigte Ausgangsspannung des OA sicherstellt. Ohne Verwendung von R5 beträgt diese Spannung UR3 + UBE(T) und das sind im vorliegenden Beispiel etwa 1.8 VDC. Es kommt auf den Typ des Opamp an, wieviel positive Betriebsspannung er selbst benötigt um diese Ausgangsspannung sicher zu liefern. Für viele moderne Opamps genügen auf jedenfall +5 VDC. Verwendet man einen Opamp mit ein- und ausgangsseitiger Rail-to-Rail-Eigenschaft, braucht man auch keine negative Betriebsspannung -Ub. Es genügen +Ub und GND. Da aber dieser Elektronik-Minikurs auf eine symmetrische Stromtestschaltung (Bild 6) hinausläuft, sind auch diese Schaltungen davor mit symmetrischen Betriebsspannungen gezeichnet und beschrieben.



5.   Stromsenke mit Opamp und Darlington

Der Unterschied zwischen Bild 5 und Bild 4 ist minimal und trotzdem bietet die Schaltung in Bild 5 einen wesentlichen Vorteil. Es ist die NPN-Darlingtonschaltung (4) die hier aus zwei Einzeltransistoren besteht. Man kann aber ebenso einen intergrierten Darlington verwenden. Mit einem Darlington erreicht man eine Stromverstärkung bis zu mehreren 10'000 und somit ist Ib1 sehr niedrig und belastet den Ausgang des OA kaum noch. Ib1 fällt, betreffs Unterschied von Is und Ie, praktisch nicht mehr ins Gewicht. Wenn die Basis-Emitter-Schwellenspannung von T2 erreicht ist, leitet T2. Is teilt sich auf in den grossen Anteil Ic2 und in den kleinen Anteil Ic1. Ib2 bildet sich aus Ic1 und Ib1. Ie entsteht zur Hauptsache aus Ic2 und Ic1. Hinzu kommt Ib1 und sein sehr gringer Anteil liegt in der Regel weit unterhalb eines Promilles des Gesamtstromes Is oder Ie. Man kann sagen, Is entspricht praktisch Ie.

Im soeben beschriebenen Zustand fliesst über R6 ein Strom von etwa 7 mA. Dies bedeutet, wenn Is geringer ist als diese 7 mA, arbeitet nur T1. Mit dieser Massnahme reduziert sich die Stromempfindlichkeit der Darlingtonstufe bei besonders niedrigen Mesströmen Is. R6 und der Strom durch ihn ist willkürlich gewählt und unkritisch. R6 sollte einfach nicht so niederohmig gewählt werden, dass T1 einen zu grossen Strom liefert und deswegen bei relativ hoher Spannung +Unt zu heiss werden könnte. Bei 7 mA und z.B. 30 VDC sind das bloss 210 mW. T1 muss also nicht speziell gekühlt werden, wenn nur er alleine aktiv wäre. Bei einem Strom Is von maximal 1 A fliesst allerdings ein T2-Basisstrom Ib2 von gut 10 mA. Die Stromverstärkung des alten NPN-Arbeitspferdes MJ3055, TIP3055 (Gehäuse TO218) oder 2N3055 (Gehäuse TO3) beträgt maximal 100 bei einer Basis-Emitter-Spannung von minimal 2 VDC und einer Chiptemperatur von 25 °C und mehr.

Der Strom von 7 mA steigt auf minimal 17 mA. Legen wir noch einen dazu und sagen 20 mA. Damit steigt die Verlustleistung von T1 auf 600 mW bei einer Spannung +Unt von 30 VDC. Es empfiehlt sich für T1 eine kleine Kühlfahne. Dass T2 ausreichend gekühlt werden muss, ist klar, da T2 bei 30 VDC und 1 A immerhin eine Leistung von 30 W verheizt. Die maximale Kollektor-Emitter-Spannung darf beim 2N3055 (und die oben erwählten 3055-Alternativen) und einem Kollektorstrom von 1 A mehr als 50 VDC betragen, sofern T2 ausreichend gekühlt wird. Wenn man eine so hohe Spannung anlegt, muss man aber auch daran denken für T1 ein Typ einzusetzen, der diese Spannung erträgt. Gibt man sich z.B. mit +Ub = 20 VDC zufrieden, erlaubt der 2N3055 ein Strom bis maximal 6 A (das ist allerdings alleroberster Limit!) bei ebenfalls sehr grosszügig ausgelegter Kühlung. Das Diagramm im Datenblatt des 2N3055 betreffs Stromverstärkung zeigt jedoch, dass dieser Wert sich auf etwas mehr als 20 reduziert. Dies bedeutet, dass T1 viel mehr zu leisten hat, weil dieser muss in die Basis von T2 einen Strom 300 mA liefern. T1 verbraucht bei rund 20 VDC somit eine Leistung von 6 W und das bedeutet ganz eindeutig, dass T1 massiv gekühlt werden muss. Ein BD139 eignet sich nicht mehr. Es muss mindestens ein BD239 her!

Aus all diesen Überlegungen kann man lernen, dass man entweder nach einem modernen Leistungstransistor suchen muss, der bei diesem Kollektorstrom eine wesentlich höhere Stromverstärkung hat oder man benutzt gleich einen integrierten Darlington mit genügend hoher Gesamtstromverstärkung. Oder ein anderer Weg besteht darin, dass man eine Stromsenkeschaltung mit einem Power-MOSFET dimensioniert. Wie auch immer, zu solchen Änderungen ist das Studium der Datenblätter und die präzisen Kenntnisse über die Komponenten, die man einsetzt, erste Voraussetzung und dann kommt die Praxis...

Zur Berechnung von Kühlkörpern findet man etwas im Elektronik-Minikurs (3). Berechnungsgrundlagen bekommt man auch von den Herstellern von Kühkörpern und Kühlprofilen. Dazu kommt, dass man sich mit dem sogenannten Safety-Operating-Area (SOA) und dem sogenannten Second-Breakdown von bipolaren Leistungstransistoren beschäftigen muss, falls dieser Transistortyp zum Einsatz kommen sollten.



6.   Das Netzgerät/teil-Testgerät

Wie bereits erwähnt, das folgende Testgerät in Bild 6 baute ich vor mehr als 25 Jahren und benutze es auch heute immer wieder. Ich habe es für diesen Elektronik-Minikurs bloss geringfügig verbessert. Bild 6 enthält zwei umschaltbare symmetrische Stromtestbereiche ±Is und die mit einem externen Rechtecksignal Us steuerbare Umschaltung zwischen zwei Stromwerten von ±Is ist mit einer Konstantstromquelle ausgestattet, welche die Einstellbarkeit verbessert.

Die Schaltung in Bild 5 ist grundsätzlich identisch mit dem Teil der Schaltung in Bild 6, der aus dem Opamp IC:B3 und den Transistoren T3 und T5 besteht. Hat man den Text zu Bild 5 verstanden, ist klar, wie dieser Schaltungsteil in Bild 6 funktioniert. Ebenso klar ist es aber auch, wie der Schaltungsteil in Bild 6 mit IC:B4 und den Transistoren T4 und T6 funktioniert. Der einzige Unterschied ist der, dass hier das selbe im negativen Strombereich passiert. Das Testgerät eignet sich für den Test von Netzgeräten/teilen mit symmetrischen, aber auch asymmetrischen Ausgangsspannungen. Für die Stromsenken spielt es keine Rolle, ob ein Netzteil mit ±12 VDC oder z.B. eines mit +12 VDC und -9 VDC getestet wird. In beiden Beispielen fliessen in +Is und in -Is die selben Ströme. Will man unterschiedliche Ströme, kann man dies leicht mit einer Änderung der Verstärkung des IC:B2 (R7, R8) erreichen. Dabei bleiben die Stromverhältnisse, unabhängig von Ue, stets gleich.

Mit dem zweipoligen Schalter S2 ist der Strombereich von ±Is in zwei Stufen umschaltbar. In Stellung LOW kann ein Strom bis maximal 150 mA, in Stellung HIGH bis maximal 1.5 A gemessen werden. Verwendet man für die zwei Potmeter P2 und P3 solche mit 10 oder 20 Gängen, ist die Einstellung im unteren Strombereich besonders leicht. Alternativ dazu und billiger sind einfache Potmeter mit logarithmischer Widerstandskurve. Auch damit ist der untere Bereich, genau so wie bei der Lautstärke eines Audiogerätes, leichter einstellbar.

Die beiden Dioden D1 und D2 dienen als Verpolungsschutz. Wenn ohne diese Dioden das Testgerät betrieben wird, die Anschlüsse am zu testenden Netzteil verpolt angeschlossen werden und die Spannung ±Unt grösser ist als die maximale inverse Basis-Emitter-Schwellenspannung (T3/T5 und T4/T6) von meist etwa 5 V, kann einiges zerstört werden, - auch der Quad-Opamp IC:B. Sind D1 und D2 Silziumdioden, erhöht sich die minimale Spannung ±Unt, je nach Stromstärke, um einen Betrag von ±0.7 bis etwa ±1 VDC. Allerdings lässt sich diese Spannung auf mindestens die Hälfte reduzieren, wenn Schottky-Leistungsdioden zum Einsatz kommen.

Für die beiden Regelschaltungen wird mit IC:B3 und IC:B4 je ein Opamp benötigt. Da noch zwei weitere Opamps, IC:B1 und IC:B2, für die gesamte Stromtestschaltung benötigt werden, lohnt sich der Einsatz eines Quad-Opamp. Es eignet sich der altbekannte und tradionsreiche Quad-JFET-Opamp TL074 oder TL084 von Texas-Instruments. Es spielt keine Rolle welchen von diesen beiden Typen man einsetzt. Der einzige Unterschied ist der, dass der TL074 rauschärmer ist, aber das spielt hier keine Rolle. Beide Opamps sind gleich schnell in Bezug auf die Unity-Gain-Bandbreite (Grenzfrequenz bei Verstärkung = 1) von 3 MHz und die Slewrate (Anstiegsgeschwindigkeit) von 13 V/µS und vor allem darauf kommt es hier an. Diese dynamischen Werte dieses Quad-Opamp genügen für die vorliegende Anwendung.

Was tun IC:B1 und IC:B2? IC:B1 arbeitet als reiner Impedanzwandler mit Verstärkung 1. Damit arbeitet der Spannungseingang Ue (e = eingang) für die beiden Regelschaltungen sehr hochohmig, alleine bestimmt durch den extrem hohen Eingangswiderstand der JFET-Eingangsstufe von IC:B1. Der Ausgang von IC:B1 steuert die Regelschaltung für den Test der positiven Ströme +Is. IC:B2 dient der Spannungsinversion mit einer Verstärkung von -1, weshalb auch Widerstände mit einer Toleranz von 1 % im Einsatz sind. Verwendet man JFET-Opamps, wie z.B TL084, benötigt man R6 selbstverständlich nicht. Der nichtinvertierende Eingang von IC:B2 kann direkt mit GND verbunden werden. Bei der Verwendung eines bipolaren Quad-Opamp dient R6 dazu, um den Eingangsstromdrift, bedingt durch Temperaturänderungen, zu minimieren. Etwas mehr dazu liest man weiter oben im Text zu Bild 4. Der Ausgang von IC:B2 steuert die negative Stromsenke.

Wir kommen jetzt zum Steuer- und Schaltteil. Damit an P2 und P3 die Widerstandswerte proportional zu den Spannungswerten sind, kommt eine Konstantstromquelle zum Einsatz. Weil Konstantspannungsregler (7812, 7912) im Einsatz sind, darf die Konstantstromquelle den Temperaturkoeffizienten nicht verschlechtern, weil sonst die Stabilität der Strommessung ±Is verschlechtert wird. Eine Konstantstromquelle mit Transistor und LED (5) eignet sich da eher nicht. Alternativ dazu kommt eine Konstantstromquelle zum Einsatz, die aus einer Bandgapspannungsreferenz Z (6), einem Opamp IC:A und einem PNP-Transistor mit hoher Stromverstärkung besteht. Diese Schaltung funktioniert genau so, wie die in Bild 4. Der einzige Unterschied ist der, dass diese Stromquellenschaltung mit der Betriebsspannung +12 VDC und nicht mit GND referenziert ist. Die Polaritäten sind umgekehrt. Mit P1 (Trimmpotmeter) wird Iq auf 3.2 mA abgeglichen. Dieser Strom erzeugt über P2 mit einem Widerstandswert von 470 Ohm eine Spannung von 1.5 VDC. Mit dieser Spannung fliesst der maximale Strom ±Is von ± 1.5A. Wenn die Toleranz von P2 zu negativ ist, muss Iq mittels P1 etwas erhöht, im ungekehrten Fall reduziert werden. Wichtig ist hier, dass ein Opamp zum Einsatz kommen muss, der garantiert mit einer Eingangsspannung von 2.5 VDC unterhalb der Betriebsspannung arbeitet.

Wie bereits erwähnt, Iq erzeugt über P2 eine Spannung von 1.5 VDC, wobei der N-Kanal-MOSFET T2 offen sein muss. Durch P3 darf noch kein Strom fliessen. P2 arbeitet potenziometrisch, d.h. mit dem Schleifer wird eine Teilspannung Ue abgegriffen und der Stromtestschaltung zugeführt. Wenn mittels positiver Schaltspannung Us T2 eingeschaltet wird, fliesst ein Teil des Konstantstromes durch P3. Dieser Stromanteil ist vom eingestellten Widerstand des P3 abhängig. Wird P3 auf 0 Ohm eingestellt, wird mit Us die Spannung Ue zwischen dem an P2 einstellten Spannungswert und praktisch 0 VDC (etwa 15 mVDC) umgeschaltet. Analog dazu wird ein Strom ±Is zwischen einem bestimmten Wert und Null geschaltet. Wenn P2 auf maximalen Wert eingestellt ist, wird zwischen 150 mA (S2 = LOW) und 1.5 mA oder zwischen 1.5 A (S2 = HIGH) und etwa 15 mA umgeschaltet.

Befindet sich P3 auf Maximalwert, schaltet die Spannung Ue, bei vorhandener Us-Rechteckspannung, stets im Verhältnis von 2:1 um, weil die Widerstandswerte von P2 und P3 gleich gross sind. Wenn T2 ausgeschaltet ist, beträgt die Spannung über P2 1.5 VDC. Wird T2 eingeschaltet, wird bei maximalem Wert von P3 den gleich grossen Widerstand zu P2 parallelgeschaltet und dies halbiert die Spannung über P2, weil über dem halben Widerstandswert der gleich grosse Strom fliesst. Dadurch wird die Spannung Ue und der Strom ±Is in einem Verhältnis von 2:1 umgeschaltet, unabhängig davon welche Stellung der Schleifer von P2 hat. Dieses Stromverhältnis bleibt sich gleich. Die Einstellung von P2 dient einzig dem Stromwert von ±Is und die von P3 dient einzig dem Verhältnis des höheren zum niederen Stromwert. Verändert man im Testeinsatz die Schleifereinstellung von P2, ändern sich nur die beiden Stromwerte, jedoch nicht das Verhältnis der beiden Stromwerte zueinander.

Warum man anstelle der Konstantstromquelle nicht einfach einen Widerstand benutzt, hat damit zu tun, dass dieser Widerstand in die Berechnung für die Umschaltung von Ue eingeht. Das ist bei einer Betriebsspannung von 12 VDC zwar nicht besonders kritisch. Trotzdem wollen wir dies mit Bild 7 kurz beleuchten:

Teilbild 7.1a zeigt anstelle der Konstantstromquelle einen Vorwiderstand Rv mit einem Wert von 3.3 k-Ohm für +Ub = +12 VDC und 1.1 k-Ohm für +Ub = +5 VDC. In Teilbild 7.1a ist T2 - hier symbolisiert durch einen Schaltkontakt - offen. Es wirkt also nur P2 und die resultierende Spannung beträgt 1.5 VDC. Ist T2 (Teilbild 7.1b) geschlossen und P3 ist auf Maximalwert eingestellt, ist der Ausgangswiderstand, wegen Rv, grösser als die Hälfte des Wertes zuvor. Die Spannung beträgt bei +Ub = +12 VDC mit +0.77 VDC schon etwas mehr als die Hälfte von 1.5 VDC. Betreibt man diese Schaltung mit +Ub = +5 VDC sieht die Sache mit 0.88 VDC schon schlechter aus, weil Rv niederohmiger ist und daher mehr zum gesamten Widerstandsnetzwerk beiträgt. Fazit: Während die 12-VDC-Speisung für viele Anwendungen noch mit einfachem Vorwiderstand zulässig sein kann, besteht bei einer 5-VDC-Speisung eindeutig ein Problem. Wobei, es gibt nur dann ein echtes Problem, wenn die Widerstandswerte von P2 und P3 mit den Strömen und Stromverhältnissen linear korrelieren müssen, wie z.B. bei einer Verwendung von linearer Skalierung der Potmeter. Verwendet man eine Konstantstromquelle wie Teilbild 7.2 zeigt, hat man trotz relativ niederohmigem statischen Innenwiderstand von etwa 1.5 k-Ohm bei Ub = +5 VDC einen differenziellen Innenwiderstand im 100-k-Ohm-Bereich. Dies wäre, wie Teilbild 7.3 illustriert, etwa vergleichbar mit einer Spannung +Ub von mehr als 1000 VDC und Rv = 330 k-Ohm, und ganz ohne Witz, auf diese Weise baute man in der "Elektroniksteinzeit" Konstantstromquellen...



7.   Technische Daten zu Bild 6 

 
Test-Spannungsbereich Unt:      ±4 VDC ... ±20 VDC (±Is = 1.5 A)
±3 VDC ... ±30 VDC (±Is = 0.5 A)
±2.5 VDC ... ±40 VDC (±Is = 0.1 A)
(D1, D2 = Schottky-Dioden!)

Test-Strombereich:               0 A   ... ±1.5 A  (P2 alleine)
0 A   ... ±0.75 A (P2 + P1)
Weiteres: Siehe Text!

Maximale Taktfrequenz an Us:     etwa 100 kHz

Spannungswerte an Us:            <0.5 V (T2 = aus)
>2.1 V (T2 = ein), wenn besonders
niederohmig, eher mehr Spannung.

Eingangswiderstand an Us:         100 k-Ohm


8.   Linkliste