230-VAC-Netzfrequenzsynchronisation mit
dem CMOS-555-Timer-IC als Schmitt-Trigger

Einleitung

Dieser Elektronik-Minikurs erweitert die vielen Anwendungsbeispiele mit dem traditionsreichen 555-Timerbaustein. Allerdings kommt auch hier, wie in allen meinen Elektronik-Minikursen mit dem 555er zum Thema, nur die moderne CMOS-Version, der LMC555 ursprünglich von National-Semiconducto und aktuell dieser LMC555 und der TlC555 von Texas-Instruments zum Einsatz.

Es beginnt zunächst mit einer einfachen Komparatorschaltung in Bild 1, die mittels positiver Rückkopplung eine Hysterese erzeugt. Dies ist die grundsätzliche Methode eines Schmitt-Triggers, gleichgültig ob ein integrierter Komparator zum Einsatz kommt, oder ob die Schaltung diskret mit Transistoren realisiert wird. Bild 2 illustriert als Blockschaltbild das Innenleben des LMC555 und TLC555, die im Text exakt beschrieben sind. Diese beiden identischen ICs werden ab hier mit LMC/TLC555 abgekürzt bezeichnet. Die Bilder 3 und 5 zeigen praktische Anwendungen einer 230-VAC-Netzfrequenzsynchronisation. Bild 4 zeigt was die Schaltung in Bild 3 nicht kann und warum für eine bestimmte Situation eine einfache Komparatorschaltung ohne Hysterese im Vorteil ist. Bild 6 zeigt eine alternative Schaltung mit einem HCMOS-Logik-NAND-Gatter, mit der Funktion eines Schmitt-Triggers. Bild 7 zeigt was man auf garkeinen Fall bauen darf, also eine perfekte Irrtumsschaltung.

Warum ausgerechnet der LMC/TLC555 zum Zweck der Synchronisation mit der 230-VAC-Netzfrequenz und nicht ganz einfach ein Schmitt-Trigger-IC der CMOS-Familien MC14xxx (MC14093), CD4xxx (CD4093) oder 74HCxxxx (74HC132) eingesetzt wird, ist darin begründet, dass gezeigt werden soll, dass man auch mit dem LMC/TLC555 einen Schmitt-Trigger realisieren kann und erst noch einen sehr präzisen, wie wir noch sehen werden. Es kommt auch vor, dass in einer Schaltung gar keine ICs einer der CMOS-Familien zur Anwendung kommen. Da eignet sich ein LMC/TLC555 mit nur acht Anschlüssen besser, als ein IC mit vier Logik-NAND-Gatter, bei dem nur eines gebraucht wird, das IC jedoch Platz mit 14 Anschlüssen einnimmt. Die Synchronisation mit der 230-VAC-Netzfrequenz ist einfach nur ein praktisches Beispiel. Es kann ganz andere Gründe geben die Schmitt-Trigger-Schaltung mit einem LMC/TLC555 einzusetzen, z.B. dort wo zur Hauptsache die Präzision der Hysterese gefordert wird. Dies ist hauptsächlich im Bereich der Messtechnik gegeben und dazu gibt es den speziellen Elektronik-Minikurs (1).



Schmitt-Trigger mit Komparator

Wird die Schmitt-Trigger-Schaltung in Bild 1 mit +Ub und -Ub eingeschaltet und Ue liegt zufällig auf GND-Potenzial, entscheidet weitgehend die stets geringfügig unterschiedliche Anstiegsgeschwindigkeit von +Ub und -Ub, ob der Ausgang Ua auf den Wert -Ub oder +Ub kippt. Gehen wir mal davon aus, dass der Ausgang Ua auf -Ub kippt. In diesem Fall hat Ue' am nichtinvertierenden Eingang, bei der angegebenen Dimensionierung des Widerstandsverhältnisses von R1/R2 = 10/1, eine negative Spannung im Wert von -Ub/10. Wir gehen hier davon aus, es ist ein Komparator oder Opamp mit Rail-to-Rail-Ausgang, dessen Ausgangsspannung Ua die Werte von +Ub und -Ub annimmt, wenn der Laststrom an Ua nur sehr niedrig ist. Ein solcher Komparator oder Opamp benötigt Ra als Pullup-Widerstand nicht. Opamps dürfen dann als Komparatoren eingesetzt, wenn die Frequenz nicht zu hoch ist.

Viele Komparatoren haben Open-Kollektor-, bzw. Open-Drain-Ausgänge. In diesem Fall muss ein Pullup-Widerstand (Ra) zwischen Ausgang Ua und +Ub eingesetzt werden. Ra muss im Verhältnis zu R1+R2 sehr niederohmig sein, damit die Hysterese nicht zu sehr asymmetrisch in Bezug auf GND liegt. Dies ergibt sich, weil der Ausgangswiderstand an Ua bei LOW-Pegel, beinahe -Ub, praktisch 0 Ohm hat, während bei HIGH-Pegel, beinahe +Ub, ausschliesslich Ra den Ausgangswiderstand bestimmt. Im vorlegenden Beispiel hat Ra einen Wert von 1 k-Ohm. Dazu kommt, niederohmige Ra-Widerstände verlangsamen die Komparatorschaltung nicht unnötig durch parasitäre Tiefpassfilterwirkung, die durch Ra und einer parasitären Kapazität (z.B. parallele Leiterbahnen) zustandekommt. Eine Verlangsamung zeigt sich durch die Reduktion der Steilheit der steigenden Flanke von Ua von LOW nach HIGH.

R1 und R2 wirken als Spannungsteiler vom Ausgang zum nichtinvertierenden Eingang. Nun senken wir die Spannung Ue vorsichtig bis zum Betrag von Ue', also -Ub/10. Unterschreiten wir an Ue diesen Wert auch nur schon um wenige Millivolt, kippt, bedingt durch die extrem hohe Leerlaufverstärkung, Ua auf (beinahe) +Ub. Dadurch ändert sich Ue' ebenso sprunghaft von -Ub/10 auf +Ub/10. Dies beschleunigt den Kippvorgang, weil die Differenzspannung zwischen Ue und Ue' zusätzlich sprunghaft zunimmt. Wir haben es also mit einer positiven Rückkopplung, bzw. mit einer Mitkopplung zu tun.

Nun fahren wir Ue in umgekehrter Richtung langsam hoch nach +Ub/10, dem jetzigen Spannungswert von Ue'. Überschreiten wir diesen Wert ebenfalls nur um wenige Millivolt, kippt Ua von +Ub auf -Ub und Ue' springt erneut auf den Wert von -Ub/10. Die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Werten von +Ub/10 und -Ub/10 an Ue' nennt man Hysterese. Uh im Diagramm, bedeutet Spannung der Hysterese. Die ganze Übung kann von Neuem beginnen. Das Diagramm rechts in Bild 1 illustriert die Hystere- bzw. Schmitt-Trigger-Funktion. Da der invertierende Eingang als Signaleingang dient, entsteht ein invertierender Schmitt-Trigger. Diese Funktion wurde hier gewählt, weil der 555er-Schmitt-Trigger ebenfalls invertierend arbeitet. In diesem Grundlagenkurs zeigt Patrick Schnabel den nicht-invertierenden Schmitt-Trigger.

Schneller Komparator entstören mit Hysterese: Damit ist die Eigenschaft des Schmitt-Triggers hinreichend erklärt. Bleiben wir aber noch einen kurzen Augenblick bei dieser Schaltungsversion mit einem Komparator. Da es sehr schnelle Komparatoren gibt, hat man beim "normalen" hysteresefreien Betrieb, also in der reinen Komparatorfunktion, oft das Problem, dass die Schaltung in der Übergangsphase des Ausgangssignales kurz schwingt. Anstelle einer einzigen Flanke entsteht ein Burst. Steuert ein solcher Burst ein Flipflop, ein Counter oder ein Register, hat dies schlimme Funktionsstörungen zur Folge. Abhilfe wird erreicht in dem man dem Komparator eine ganz kleine Hystere verpasst. Dazu genügt oft ein Wert von etwa einem Prozent der Betriebsspannung oder weniger. In diesem Fall wählt man z.B. für R1 = 10k-Ohm und R2 = 100 Ohm oder weniger. Um den Kippvorgang zu beschleunigen, kann man parallel zu R1 einen kleinen Keramikkondensator C1 im Wert von etwa 10 pF schalten. Man muss so etwas praktisch testen!



Das Innenleben des LMC/TLC555

Doch nun verlassen wir den Schmitt-Trigger mit nur einem Komparator und wenden uns dem Innenleben der modernen CMOS-Version des ebenso unverwüstlichen LMC/TLC555 zu. Auch damit lässt sich eine Schmitt-Trigger-Schaltung realisieren. Bezogen auf die Triggerpegel ist diese wesentlich ganauer, als die mit einem einzelnen Komparator oder Opamp, weil die Triggerpegel nicht von der Ausgangsspannung abhängig sind. Die 555er-Schmitt-Trigger-Schaltung besteht aus zwei Komparatoren, aus einem Widerstandsnetzwerk das präzise die Triggerpegel, bzw. die Hysterese, festlegt und ein RS-Flipflop, das durch die Komparatorausgänge gesteuert wird. Man besorge sich jetzt das Datenblatt zum LMC/TLC555, das diesen Elektronik-Minikurs begleiten soll.

Vorteile der CMOS-Version in Kürze: Die selbe Schmitt-Trigger-Funktion kann auch mit der bipolaren Version des 555-Timer-IC (z.B. NE555) erklärt werden und funktioniert ebenso. Ich verwende hier aber bewusst die CMOS-Version, weil man nur mit ihr ausgangsseitig unbelastet die maximale Ausgangsspannung von +Ub und -Ub erreicht. Der Ausgang eines CMOS-Ausganges ist stets Rail-to-Rail-fähig. Sind +Ub und -Ub stabilisiert, hat man einen hochpräzisen Schmitt-Trigger. Weitere wichtige Vorteile der CMOS-Version ist der extrem hohe Eingangswiderstand, die höhere Maximalfrequenz, der niedrigere Stromverbrauch und kein überhöhter Stromimpuls auf der Betriebsspannung, wenn das Ausgangssignal des LMC/TLC555 von LOW- auf den HIGH-Pegel wechselt.

Wir kommen jetzt mit Bild 2 zum Innenleben des LMC/TLC555:

Bild 2 illustriert das blockschematische Innenleben des LMC/TLC555. Dazu ist kurz auch ein Blick auf das folgende Schaltbild in Bild 3 notwendig. Wenn man diese Seite mit Bild 2 und Bild 3 gleichzeitig betrachten will, empfiehlt sich ein zweites Fenster mit Bild 3 zu öffnen. Dazu einfach nur linke Maustaste klicken. In Bild 3 wird an einem praktischen Beispiel gezeigt, wie die Schmitt-Trigger-Funktion realisiert wird. Die beiden Eingänge Threshold (Pin 6) und Trigger (Pin 2) werden zu einem einzigen Eingang verbunden und von einer Spannungsquelle gesteuert. Pin 3 ist der Ausgang. Doch nun zurück zu Bild 2 zur Funktionserklärung im Detail.

Der /Reset-Eingang Pin 4 wird stets mit Vcc verbunden, wenn die Resetfunktion nicht benötigt wird. Die drei gleich grossen Widerstände R, zwischen Vcc und GND, sorgen für eine äquivalente Dreiteilung der Betriebsspannung. Am invertierenden Eingang des Komparators A (REF1) liegt 1/3*Vcc und am nichtinvertierenden Eingang des Komparators B (REF2) 2/3*Vcc. Dies sind die beiden relativen Referenzspannungswerte. Die Differenz davon - sie ist die Hysteresespannung - beträgt ebenfalls 1/3*Vcc. Die Threshold- (Bezug auf REF2) und die Triggerspannung (Bezug auf REF1) lassen sich durch eine Spannungsquelle an Control-Voltage beeinflussen. Ist der Quellwiderstand dieser externen Spannungsquelle sehr niederohmig, z.B. ein Opamp-Ausgang, wird der Einfluss der internen Widerstände an REF2 neutralisiert.

Die beiden kreuzgekoppelten NAND-Gates D und C bilden ein RS-Flipflop. Umgeschaltet wird das RS-Flipflop mit den fallenden Flanken zu den LOW-Pegeln an den Eingängen /R (Reset) und /S (Set). Ein LOW-Impuls oder ein Unterschreiten der Spannung von REF1 am Trigger-Eingang (Pin 2) setzt das RS-Flipflop. Ausgang Q und OUTPUT (Pin 3) springen auf HIGH (+Vcc). Ein Überschreiten des REF2-Pegels am Eingang Threshold (Pin 6) setzt das RS-Flipflop zurück und Ausgang Q und OUTPUT (Pin 3) fallen auf LOW (GND).

Doch nun zur eigentlichen Schmitt-Trigger-Funktion. Nach dem Einschalten des LMC/TLC555 liegen Threshold (Pin 6) und Trigger (Pin 2), bei unserem Gedankenexperiment, gemeinsam auf GND-Potential. Diese beiden Eingänge werden mit der selben externen Spannung gesteuert. Die Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Komparators A ist mit GND niedriger als die Spannung REF1. Der Komparatorausgang und /S des RS-Flipflop liegen auf LOW. Da die Spannung am invertierenden Eingang des Komparators B niedriger ist als die Spannung REF2, resultiert ein HIGH-Pegel am /R-Eingang des RS-Flipflops. Damit ist der Zustand des RS-Flipflop klar auf Set definiert und Ausgang Q und OUTPUT (Pin 3) liegen auf HIGH.

Nun lassen wir die Eingangsspannung an Threshold und Trigger ansteigen und sehen was passiert. Sie übersteigt den Wert von REF1 und der Ausgang des Komparators A kippt von LOW auf HIGH. /S und /R liegen jetzt auf HIGH, jedoch das RS-Flipflop verharrt weiterhin im Set-Zustand und Ausgang Q und OUTPUT (Pin 3) bleiben ebenfalls auf HIGH, denn der zweite Eingang des NAND-Gatters C ist nach wie vor auf LOW und dieser diktiert schliesslich den Ausgangspegel dieses Gatters und den Zustand des ganzen RS-Flipflop, weil alle Eingänge des andern NAND-Gatters D auf HIGH gesetzt sind. Die Spannung an Threshold und Trigger steigt weiter und überschreitet jetzt den Spannungswert von REF2. Damit kippt der Ausgang des Komparators B auf LOW und setzt über den /R-Eingang des NAND-Gatters D das RS-Flipflop zurück. /Q schaltet auf HIGH und Ausgang Q mit OUTPUT (Pin 3) auf LOW.

Nun kehren wir den Vorgang um. Wir senken die Spannung an Threshold und Trigger in Richtung GND. Sie unterschreitet den Pegel von REF2, der Ausgang von Komparator B schaltet auf HIGH. Da die Eingangsspannung aber noch immer höher ist als die von REF1, ist der Ausgang von Komparator A ebenfalls auf HIGH. Das RS-Flipflop bleibt noch unverändert im Reset-Zustand. Die Eingangsspannung sinkt weiter und unterschreitet den Spannungswert von REF1. Dies schaltet den Ausgang von Komparator A auf LOW und das RS-Flipflop wird erneut gesetzt. /Q schaltet auf LOW und Ausgang Q mit OUTPUT (Pin 3) auf HIGH.

Wenn die Eingangsspannung an Threshold und Trigger zwischen den beiden Spannungswerten von REF1 und REF2 liegt, befindet sie sich innerhalb der Hysterese. Die Eingänge /R und /S des RS-Flipflop liegen auf HIGH. Betrachten wir nun den offenen Eingang Control-Voltage (Pin 5). Dieser ist, gegeben durch die internen Widerstände R, ziemlich hochohmig. Ein Störimpuls an diesem Eingang, eingekoppelt durch irgendwelche parasitäre Kapazitäten in der Schaltung auf dem Print, kann das RS-Flipflop in diesem Zustand in die eine oder andere Richtung fehltriggern. Dies verhindert der Abblockkondensator C4 in Bild 3, der nie vergessen werden sollte, ausser dieser Eingang wird zur Steuerung (VCO, FM, etc.) benötigt. Mehr Infos dazu, siehe Datenblatt von LMC/TLC555.



Die Philosophie des Schmitt-Triggerns....

Vergleichen wir diese Schmitt-Trigger-Schaltung mit LMC/TLC555 mit derjenigen mit dem positiv rückgekoppelten Komparator in Bild 1, so kann man sich natürlich fragen, ob die Bezeichnung Schmitt-Trigger auch für die Schaltungen in Bild 3 und 5 richtig ist. Historisch betrachtet ist ein Hystereseschalter auf der Grundlage von Mitkopplung ein Schmitt-Trigger, denn diese Bezeichnung gab es bereits in der "Elektroniksteinzeit", als man diese Hystereseschaltfunktion mit Vakuumröhren (zwei Trioden oder eine Doppeltriode) und später mit zwei Transistoren realisierte. Wie aber sieht es nun aus mit der 555er-Timer-Methode? Identisch ist die Hystereseeigenschaft, allerdings wird diese nicht durch ein mitgekoppeltes System bedingt, - oder etwa doch?

Die typische Radio-Eriwan-Antwortet lautet: Im Prinzip Ja. Der Hysteresespannungswert wird durch die drei gleich grossen internen Widerstände R und der Betriebsspannung festgelegt. Die Hystereseeigenschaft bekommt die Schaltung allerdings erst durch das RS-Flipflop, das immer dann umgeschaltet wird, wenn der Triggerpegel unter- oder der Thresholdpegel überschritten wird. Ein RS-Flipflop ist ein positiv rückgekoppeltes System. Es ist also eine Mitkopplung im Spiel. Daher dürfen wir, bei etwas grosszügiger Denkweise, durchaus von einem Schmitt-Trigger reden.



230-VAC-Netzsynchronisation, eine praktische Anwendung

Bild 3 zeigt ein praktisches Anwendungsbeispiel mit dem LMC/TLC555 als Schmitt-Trigger. Er dient als netzfrequenzsynchronisierter Taktgenerator, den man z.B. in einem PLL-Frequenzmultiplier als quasistabile Referenzfrequenzquelle benutzen kann. Damit kann man z.B. mehrere Netzfrequenz-Sperrfilter, in Switched-Capacitor-Technologie (SC-Technologie), in einem analogen Signalverarbeitungssystem gemeinsam taktsteuern. Diese Methode hat den Vorteil, dass sich die Sperrfrequenz (Notchfrequenz), also die Frequenz mit der maximalen Amplitudendämpfung, der Veränderung der Netzfrequenz automatisch anpasst. Es ist sogar möglich die selbe Filterschaltung bei einer Netzfrequenz von 50Hz (Europa) oder 60Hz (USA) einzusetzen. Das Sperrfilter arbeitet adaptiv.

Die Verwendung des LMC/TLC555 ist vor allem dann geeignet, wenn es um Präzision geht, wie bereits beschrieben zu Bild 2. Bild 3 zeigt eine betriebsspannungssymmetrische und zeitsymmetrische Anwendung (Tastverhältnis = 0.5). Auf der linken Seite sind der Trafo, der Brückengleichrichter und die beiden Glättungselko angedeutet. Dieser Teil kann je nach elektrischer Leistung und Spannungen unterschiedlich dimensioniert sein. Um eine stabilisierte Spannung von ±5 VDC zu erzeugen, muss ±U unter Volllast mindestens ±8.5 VDC haben, wobei die Rippelspannung nicht grösser als 1 Vpp sein darf, sollten herkömmliche Spannungsregler wie der 7805 und der 7905 zum Einsatz kommen. Es spielt allerdings auch keine Rolle wenn die ungeregelte Spannung ±U grösser als ±50 VDC (dann keine 7805 und 7905 direkt verwenden!) wäre. Einziger Limit ist die Verlustleistung und die Spannungsfestigkeit von R1.

Mit R1 und R2 kann man einen Spannungsteiler definieren, der dafür sorgt, dass die Spannung Ue2 nicht zu gross wird. Zwingend nötig ist dies allerdings nicht. Dem LMC/TLC555 kann eine stark überhöhte Spannung nichts anhaben, weil die Sinuswechselsspannung des Trafo mit 100 k-Ohm (R1) in Serie ausreichend hochohmig angekoppelt ist. Die beiden Kleinsignaldioden D1 und D2 leiten die allfällige Überspannung nach +5 VDC und -5 VDC ab. Die Eingangsspannung an Pin 2 und Pin 6 kann also nie höher als ±5.7 VDC werden. Sollte ein Strom in die Eingänge von Pin 2 und Pin 6 fliessen, begrenzt dies R3 mit 10 k-Ohm auf maximal 70 µA.

Wozu dient der Kondensator C1? R1, (R2) und C1 arbeiten als passives Tiefpassfilter erster Ordnung. Die Aufgabe dieses Filters ist es die der Netzfrequenz überlagerten Rundsteuersignale und andere höherfrequente Störsignale wirksam zu dämpfen. Gerade niederfrequente Rundsteuersignale im 100Hz- bis in den kHz-Bereich können am Schmitt-Trigger-Ausgang leicht zu einem unerwünschten Phasenjitter führen, der sich je nach Anwendung störend auswirken kann. Dies unterdrückt wirksam dieses passive Tiefpassfilter. Die Triggerung des LMC/TLC555 muss einwandfrei, auch bei Volllast des Trafo, garantiert sein. Im vorliegenden Beispiel ist die Grenzfrequenz des Tiefpassfilter auf 27 Hz dimensioniert (ohne R2). Bei der Netzfrequenz von 50 Hz wird die Eingangswechselspannung um etwa 5 dB gedämpft. Ein Rundsteuersignal von z.B. 600 Hz wird um etwa 26 dB gedämpft, was einem Teilungsfaktor von 20 entspricht. Widerstand R3 ist in Bezug auf die Tiefpassfilterung irrelevant, weil der Eingangswiderstand der CMOS-Schaltung im G-Ohm-Bereich liegt. Erst dann wenn die Spannung am Eingang des LMC/TLC555 die positive oder die negative Betriebsspannung übersteigt, kann R3 Strom leiten. Dies erhöht dann die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters, die jedoch keine Rolle spielt, weil der Wert der Amplitude am Eingang dann weit ausserhalb der beiden Triggerpegel liegt.

Bei der relativ grossen Hysterese muss die überlagerte Störspannung ebenfalls recht gross sein, bis es zu einem unerwünschten zusätzlichen Nulldurchgang und damit zu einer ebenso unerwünschten Umschaltung des Schmitt-Triggers kommt und so eine angesteuerte digitale Schaltung fehltriggern kann. Mit einem hysterefreien Komparator, zwecks Synchronisation mit dem Sinusnulldurchgang, ist dieses Problem wesentlich grösser, und das erst recht, weil ein Tiefpassfilter einen unerwünschten Phasenwinkel verursacht und u.U. nicht zum Einsatz kommen kann. Dies ist jedoch das Thema eines andern Elektronik-Minikurses (3).

C2 und C3 dienen als sogenannte Blockkondensatoren. Einerseits dämpfen diese Keramikmultilayerkondensatoren allfällige hochfrequente Störsignale und anderseits liefern sie die Energie im steiltransienten Umschaltmoment der Ausgangsstufe des LMC/TLC555. Warum C4 im Datenblatt vorgeschlagen wird, steht im Textteil zu Bild 2.



Was die Schaltung in Bild 3 nicht kann!

Mit einem hysterefreien Komparator anstelle eines Schmitt-Triggers ist es möglich das Rechtecksignal mit dem Sinusnulldurchgang (Bild 4 rechts) zu synchronisieren, falls dies nötig ist. Das Problem mit Störungen durch Rundsteuer- und anderer Störsignale ist allerdings beträchtlich grösser.

Schon einigemale haben ELKO-Leser die Schaltung in Bild 3 nachgebaut und sie beanstandeten, dass ihre Anwendungen nicht funktionierten. In E-Mail-Diskussionen stellte sich stets heraus, dass der Leser eine Netzfrequenzsynchronisation brauchte, welche die Impulsflanken dort setzt wo die Sinusnulldurchgänge im 230-VAC-Netz erfolgen. Das ist aber alles nicht so einfach, wie es zunächst aussieht. Dies ist in einem speziellen Elektronik-Minikurs (2) thematisiert.



Synchronisator im Single-Supply-Modus

Schliesslich sei noch erwähnt, dass die Schmitt-Trigger-Schaltung in Bild 3 auch mit nur einer Betriebsspannung (Singlesupply-Modus) arbeitet. Dazu verbindet man Pin 1 des LMC/TLC555 mit GND und C3 (siehe Bild 3) entfällt. Das ist auch schon alles. Die allerdings nicht zeitsymmetrische Ausgangsspannung - Tastverhältnis < 0.5 - wechselt zwischen der positiven Betriebsspannung, hier +5 VDC oder +12 VDC und GND. Mit +5 VDC hat man ein HCMOS- und TTL-kompatibles Logiksignal am Ausgang Ua.

Diode D2 hat eine etwas andere Funktion. Sie dient zwar genauso wie im Falle der symmetrischen Betriebsspannung in Bild 3 der Spannungsbegrenzung. Allerdings tut D2 dies hier ständig. Ohne sie gäbe es keine saubere Halbwellengleichrichtung, der Nullpegel der gleichgerichten Spannung Ue2 wäre ständig etwas im negativen Bereich. D2 "drückt" diesen Nullpegel nach oben auf den Wert der Diodenflussspannung von etwa -0.7 V. D1 arbeitet gleich wie in Bild 3. Sie begrenzt die positive Spannung Ue2 wenn diese grösser als +Ub wird.



Alternative Schmitt-Trigger-Netzsynchronisation

Besonders in komplexen Digitalschaltungen werden neben den Microcontrollern und DSPs oft auch noch vereinzelte Gatter-, Buffer-, Counter- und Register-ICs aus den bekannten CMOS- und HCMOS-Familien eingesetzt. Braucht man bei einem solchen Design einzelne wenige NAND-Gatter, jedoch z.B. nicht alle vier eines 74HC00, bietet es sich natürlich an, eines dieser NAND-Gatter für eine Netzfrequenzsynchronisation zu verwenden, wenn man nicht gleich die Präzision eines LMC/TLC555-Version benötigt. Da der 74HC00 keine Schmitt-Trigger-Funktionen enthält, muss man dieses IC gegen den 74HC132 tauschen, welches pin- und beinahe funktionskompatibel ist. Beinahe, weil die sogenannte Propagation-Delay-Time des 74HC132 etwa 50% grösser ist als beim 74HC00. Da es sich bei dieser digitalen IC-Familie ebenfalls um CMOS handelt und der Eingangswiderstand ebenfalls im G-Ohmbereich liegt, kann das selbe passive Tiefpassfilternetzwerk mit der Überspannungsschutzfunktion, welche Bild 5 zeigt, verwendet werden. Bild 6 zeigt die Schaltungsvariante mit einem HCMOS-Gatter des 74HC132:

Selbstverständlich kann man an Stelle eines 74HC132-Gatters ebenso ein 74HC14-Inverter einsetzen, der die selben Eigenschaften des Schmitt-Triggers aufweist. Es kann also sein, dass in einer Schaltung ein Hex-Inverter 74HC04 zum Einsatz kommt, jedoch nicht alle sechs Inverter gebraucht werden. Man ersetzt den 74HC04 durch den 74HC14, falls dies der Geschwindigkeitsnachteil zulässt, und verwendet einer dieser Inverter für die Netzfrequenzsynchronisation.

Ergänzend sei hier noch erwähnt, dass es die modernere IC-Familie Adavanced-CMOS gibt, die schneller als HCMOS ist. Anstelle eines 74HC14 käme dann ein 74AC14 zum Einsatz.

Es stellt sich noch die Frage, ob man auch TLL-Schmitt-Trigger-ICs (z.B. 74ALS13, 74ALS14, 74ALS132) einsetzen kann. Man kann, aber man hat mit einem relativ niedrigen Eingangswiderstand zu kämpfen. Da TTL Schnee von vorgestern ist, gehe ich nicht weiter darauf ein. Entsprechende Experimente bleiben dem Leser selbst überlassen...



Irrtum!!! Nicht nachbauen!

Wenn man ein elektronisches System mit einem primärgetakteten Schaltregler speist, enthält dieses bekanntlich keinen Netztrafo aus dem man von einer Sekundärwicklung etwas Spannung zur Netzsynchronisation nutzen kann. In diesem Fall sollte man für etwa 5 Euro einen winzigen Netztrafo mit einer Leistung von 0.5VA verwenden und die Schaltung von Bild 3 oder Bild 4 realisieren. Für diesen Zweck reicht diese Trafoleistung völlig aus. Auf keinen Fall sollte man auf die Idee kommen den Trafo durch einen kapazitiven Vorwiderstand - wie man ihn oft in trafolosen ans 230-VAC-Netz geschalteten Niederspannungsanwendungen antrifft - zu ersetzen und die galvanische Trennung mit einem Optokoppler zu realisieren! Es gäbe die Möglichkeit mit dem kapazitiven Vorwiderstand C1 die Infrarot-LED eines Optokoppler zu steuern. Diese sendet dann netzsynchrone IR-Impulse zum Phototransistor, dessen viel zu langsamen Flanken ebenfalls geschmitt-triggert werden müssen. Dies erledigt z.B. ein NAND-Gatter mit Schmitt-Triggerfunktion des 74HC132.

Warum beschreibe ich eine Schaltung, die ein Irrtum ist? Ganz einfach: Wenn ich auf diese Idee komme, kommen andere auch drauf und ich machte auf dem Testboard schnell die Erfahrung, dass ich etwas Wichtiges zu Beginn nicht überlegte. Nämlich die Tatsache, dass der kapazitive Widerstand von C1 bei den wesentlich höherfrequenten Rundsteuersignalen sehr viel niederohmiger ist. Die Amplituden der Rundsteuersignale sind niedrig im Verhältnis zur Amplitude der 230-VAC-Wechselspannung. Da der kapazitive Widerstand von C1 bei diesen Frequenzen jedoch sehr viel niederohmiger ist, ist der dadurch erzeugte LED-Strom nicht mehr viel niedriger wie der welcher durch den 50Hz-Wechselstrom erzeugt wird. Dies hat zur Folge, dass es weit mehr als nur zwei Amplitudennulldurchgänge pro Periode der Netzfrequenz geben kann. Anstelle von blossen Phasenjittern, kommt es zu Fehltriggerungen bei der nachfolgenden digitalen Schaltung. Eine Tiefpassfilterung, wie R4/C3 zeigt, bringt keine taugliche Verbesserung. Auch das Hinzufügen von C2 mit der Tiefpassfilterwirkung in Verbindung mit R1 und R2 bringt nur wenig Verbesserung, wobei dann C1 wegen dieser Filterschaltung, welche einen Teil des Stromes abzweigt, grösser gewählt werden muss. Diese ganze Methode führt zu einem sinnlosen Gebastel, geradewegs in die Sackgasse! Die Lösung mit einem kleinen Trafo, auch für nur gerade diesen Synchronisationszweck, ist vielleicht etwas teurer, jedoch elektrisch wesentlich unproblematischer, betriebssicherer, eleganter und ganz einfach seriös.



Links, die zum Thema passen!

Die folgenden Links zeigen Anwendungen bei denen die 230-VAC-Netzfrequenzsynchronisation zur Anwendung kommt, z.T. jedoch etwas anders realisiert ist. Ist eine Synchronisation mit dem Sinusnulldurchgang nicht notwenig, so ist es sehr leicht mittel- und hochfrequente Signalüberlagerungen auf der 230-VAC-Netzspannung wegzufiltern.

Es gibt eine Anwendung mit einem aktiven Tiefpassfilter vierter Ordnung, das eine exakte Phasendrehung von 180 Grad bewirkt. Dadurch erreicht man trotz Laufzeit eine Synchronisation im Sinusnulldurchgang, allerdings um exakt 20 ms verzögert, bei einer Netzfrequenz von 50 Hz. Für eine Phasenanschnittssteuerung ist die Verzögerung irrelevant, aber der Sinusnulldurchgang ist wichtig. Wenn man die folgenden Links durchmustert, wird man fündig... :-)