Synchronisation mit dem
230-VAC-Sinus-Nulldurchgang
Zero-Crossing-Synchronization
Inhaltsverzeichnis
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1. Anregung zum Mitmachen
2. Gefahren für den Anfänger
3. Einleitung
4. Schmitt-Trigger und Komparator
5. Der Einfluss des Netztrafo auf den Phasenwinkel
6. Eine trafolose Methode
7. Dimensionieren, Messen und Testen
8. Das Übersteuerungsproblem bei Opamps
9. Phase oder Inversion, das ist hier die Frage
10. Fehltriggerung durch überlagerte Störung
1. Anregung zum Mitmachen
Ursache zu diesem Elektronik-Minikurs sind E-Mails von ELKO-Lesern die
zum Ausdruck brachten, dass sie Probleme mit der Anwendung von Impulsen
haben, die mit der 50-Hz-Frequenz des 230-VAC-Netzes synchronisiert
sind. In der Diskussion stellte sich jeweils heraus, dass es darum ging
die steigende oder fallende Flanke dieser Impulse mit dem
Sinusnulldurchgang zu synchronisieren. Es ging also nicht bloss um die
Frequenzsynchronisation.
Ich habe mich mit diesem Problem auseinandergesetzt und daraus entstand
dieser Elektronik-Minikurs. In Bild 5 gibt es eine dimensionierte
Schaltung. Ich habe sie aber nicht aufgebaut und in der Praxis
getestet. Diese Schaltung soll der Anschauung und Anregung dienen,
wenn Bedarf besteht eine Schaltung dieser oder ähnlicher Art zu bauen.
2. Gefahren für den Anfänger
Das Hauptthema ist der Phasenwinkel zwischen der 230-VAC-Netzspannung und einer Triggerspannung im Niederspannungsteil einer Steuerschaltung. Es gibt eine Anwendung in Bild 5, bei der man beim Experimentieren und Realisieren mit lebensgefährlicher Spannung in Berührung kommen kann. Daher ist es dem unerfahreren Bastler untersagt, irgend etwas im Bereich der 230-VAC-Netzspannung zu unternehmen! Bild 5 und der Text dazu dienen ihm lediglich der theoretischen Anschauung und dem theoretischen Lernen! Zuwiderhandlung erfolgt auf eigenes Risiko!
3. Einleitung
Dieser Elektronik-Minikurs der zeigt wie man mit dem berühmten Timer-IC
LMC555 und TLC555 - beide IC in CMOS-Version - eine Synchronisation mit
der Frequenz der 230-VAC-Netzspannung realisieren kann. Er beschreibt
anschaulich das Innenleben dieses Timer-IC der u.a. aus zwei
Komparatoren besteht. Diese arbeiten mit einem Widerstandsnetzwerk, das
zwei Referenzspannungen erzeugt, als Spannungsfenster-Komparator. Ein
nachgeschaltetes RS-Flipflop macht aus der ganzen Schaltung einen
Komparator mit Hysterese und das ist ein Schmitt-Trigger. Genau diese
Funktion macht dieses IC zum Timer-IC, aber es eignet sich ebenso als
Schmitt-Trigger mit präzis definierter Hysterese und diese ist
vollständig unabhängig von der Ausgangsspannung und nur sehr gering
abhängig von der Betriebsspannung.
Ein Schmitt-Trigger im Einsatz als 230-VAC-Netzfrequenzsynchronisator
eignet sich dann sehr gut, wenn die Synchronisation mit dem
Sinus-Nulldurchgang (Zero-Crossing-Synchronization) gleichgültig, also
nur die Frequenz alleine wichtig ist. Die Hysterese hat hierbei eine
wichtige Funktion: Sie verhindert, dass überlagerte Störspannungen im
Sinne von Fehltriggerungen wirksam werden können, wenn dessen Amplituden
am Eingang der Synchronisationsschaltung kleiner als die Hysterese sind.
Eine solche Synchronisationsschaltung eignet sich z.B. dort wo das
Vielfache der exakten 50-Hz-Netzfrequenz benötigt wird.
Im folgenden Beispiel geht es um einen PLL-Frequenzmultiplier, der die
Taktfrequenz einer SC-Filterbank mit der 50-Hz-Netzfrequenz
synchronisiert. Es geht hier darum, dass die Sperrfrequenz
(Notchfrequenz) im Signalpfad stets mit der Netzfrequenz korrespondiert,
um eine möglichst optimale Dämpfung einer 50-Hz-Störspannung
(Brummspannung) zu erreichen. Dies ist nur möglich, wenn sich die
Filtersperrfrequenz automatisch der augenblicklichen Netzfrequenz
anpasst. Die Details dazu liest man in den folgenden beiden
Elektronik-Minikursen:
- 50-Hz-Notchfilterbank in SC-Filter-Technik (Teil 1)
- 50-Hz-Notchfilterbank in SC-Filter-Technik (Teil 2)
Eine ganz andere sinnvolle Anwendung mit der 230-VAC-Netzfrequenz-Synchronisation ist die Erzeugung hochstabiler Langzeittimern, ohne dass man Quarzoszillatoren einsetzen muss. Auch hier ist die Zero-Crossing-Synchronization irrelevant:
Es gibt aber immer auch wieder Anwendungen bei denen die Zero-Crossing-Synchronization eine wichtige Rolle spielt, wie z.B. bei der typischen Phasenanschnittssteuerungen, z.B. für die Helligkeitssteuerung von Glühlampen. Hier muss die Referenz für die Erzeugung des Phasenwinkels, der Sinus-Nulldurchgang, der Schaltung bekannt sein. Wenn die 50-Hz-Sinusspannung durch eine höher frequente Wechselspannung (AC-Spannung), z.B. durch ein Rundsteuersignal - manchmal auch als Kommandosteuersignal bezeichnet - überlagert und diese überlagerte Frequenz mit der Netzfrequenz nicht synchronisiert ist, erzeugt dies oft eine sehr niederfrequente Interferenz-Frequenz. Dies führt bei einer solchen Lampensteuerung dazu, dass, während der Dauer des Rundsteuersignales, die Helligkeit der Lampen rythmisch ganz langsam leicht dunkler und wieder leicht heller wird. Eine Art Schwebung. Diesen Effekt kann man vermeiden, wenn man ein aktives Tiefpassfilter dazwischenschaltet, das das Rundsteuersignal wirksam unterdrückt und gleichzeitig aber eine Phasenverschiebung von exakt 180° aufweist. Eine volle Sinusperiode von 360° ist nicht nötig. Mehr zu diesem Thema liest man in:
4. Schmitt-Trigger und Komparator
Teilbild 1.1 zeigt oben im Signaldiagramm die typische
Hystereseeigenschaft bei der amplitudensymmetrischen Detektion einer
Sinusspannung. Als Referenz dient der GND-Pegel. Ob diese
Schmitt-Triggercharakteristik mit einem 555-CMOS-Timer-IC oder mit einem
positiv rückgekoppeltem Komparator realisiert wird, ist im Prinzip egal.
Die Hysterese bewirkt, dass die Flanke des Rechtecksignales dem
Sinus-Nulldurchgang stets nacheilt. Also ganz ähnlich wie wenn man ein
Tiefpassfilter und ein nachgeschalteter Komparator einsetzt, allerdings
mit dem Unterschied, dass bei der Methode mit der Hysterese der
Phasenwinkel frequenzunabhängig ist.
Teilbild 1.2 zeigt die reine Komparatorfunktion, hier analog zu Teilbild
1.1 ebenso invertierend. Natürlich ohne Phasenwinkel.
Teilbild 2.1 wiederholt Teilbild 1.2. In Teilbild 2.2 sind die Eingänge beim Komparator vertauscht. Das Ausgangssignal ist zum Eingangssignal nicht invertiert. Es gibt Anwendungen bei denen dies eine Rolle spielt. In beiden Teilbildern ist das Rechtecksignal zeitsymmetrisch. Das Tastverhältnis ist exakt 0.5, wenn die AC-Spannung am Eingang amplituden- und signalformsymmetrisch auf GND referenziert ist.
5. Der Einfluss des Netztrafo auf den Phasenwinkel
Teilbild 3.1 zeigt das prinzipielle Schaltbild wie mit einem Komparator
auf der Sekundärseite des Trafo TR der Sinus-Nulldurchgang detektiert
wird und dies, wie man es bei reiner Komparatorfunktion und ohne Einsatz
von Tiefpassfiltern erwartet, frei von einer Phasenverschiebung ist.
Nun, stimmt das wirklich? Nun ja, wenn man das Rechtecksignal (C) mit
der Sinus-AC-Sekundärspannung (B) vergleicht, stimmt das. Allerdings
nützt das kaum etwas, wenn z.B. eine Triac- oder Thyristorschaltung auf
dem 230-VAC-Netz sehr präzise gesteuert werden muss, weil es zwischen
der Primär- und Sekundärspannung an TR eine nicht zu unterschätzende
Phasenverschiebung gibt.
Sekundärseitig völlig unbelastet ist ein Trafo primärseitig stets eine
Drossel, weil eine Sekundärwicklung die nicht belastet ist, kommt auf
das selbe heraus, wie wenn es diese Wicklung gar nicht gibt. Je mehr der
Trafo sekundärseitig belastet ist, hier angedeutet mit
RL, um so geringer ist der induktive Anteil.
Theoretisch wird ein Trafo zur ohmschen Last, wenn er mit der Nennlast
belastet ist. Wie auch immer, es gibt für den Präzisionsfall ein
Problem, wenn ein 50-Hz-Taktsignal erzeugt wird, das nicht nur synchron
mit der Frequenz der 230-VAC-Netzspannung sondern auch mit dem
Nulldurchgang dieser Sinuswechselspannung synchron arbeiten muss.
Teilbild 3.2 zeigt die induktiv typisch voreilende Phasenverschiebung
von (A) nach (B).
Teilbild 4.1 zeigt eine Schaltung, bei der unterschiedliche Lastströme
des Haupttrafo TR1, über RL, auf den Phasenwinkel
keinen Einfluss haben, weil die Sekudärspannung von TR1 nicht als
Referenz für den Phasenwinkel benutzt wird. Dazu dient ein zweiter
kleiner Trafo TR2, der mit dem nachfolgend einstellbaren passiven
Tiefpassfilter erster Ordnung (R4, P1, C5), die Aufgabe hat, einen auf
0° kompensierten Phasenwinkel zu liefern, wie dies Teilbild 4.2 zeigt.
Für TR2 kann man sich also den kleinst erhältlichen (Print-)Trafo
ausuchen. Es gibt solche mit einer Wirknennleistung von 1 VA und sogar
weniger. Mit P1 muss etwa in Mittelstellung ein nacheilender
Phasenwinkel eingestellt werden, der dem voreilenden Phasenwinkel von
TR2 unter seiner sehr geringen Belastung entspricht. Der Wert von
R1+R2 sollte dabei mindestens 10 mal grösser gewählt werden als
R4+P1, damit der Phasenwinkel durch R1+R2 nicht
signifikant beeinflusst wird.
Ein paar Worte zu R1 und R2. Man kann sich fragen, wozu braucht es
überhaupt R2, weil die Spannung geht auch ohne R2 durch den Nullpegel,
womit die Phase detektiert wird, und wenn die Spannung die eine oder
andere Durchfluss-Spannung der Dioden D1 oder D2 überschreitet, wird die
Spannung am nichtinvertierenden Eingang auf einen unschädlichen Wert von
etwa ±0.7 V begrenzt. Das stimmt, aber es berücksichtigt nicht
allfälligen Störspannungen auf dem 230-VAC-Netz. Diese werden mit TR2
zwar ebenso heruntertransformiert, aber die Spannung ist noch immer sehr
hoch im Vergleich zur Umschaltschwellenspannung am Komparator, die
einzig durch dessen sehr geringe DC-Offsetspannung bestimmt wird. Wenn
die Spannung an diesem Eingang ungeteilt durch Null geht und es sind
Störspannungen überlagert, dann sorgen diese Störspannungen auf
jedenfall dafür, dass der Komparator gleich mehrmals in sehr kurzen
Zeitabständen umschaltet und dies kann fatale Folgen für die Schaltung
haben, die an (C) angeschlossen getriggert wird. Es empfiehlt sich den
Spannungsteiler so zu dimensionieren, dass über R2 eine AC-Spannung von
maximal einigen 100 mVpp liegt. Nicht zu niedrig wählen, weil sonst die
DC-Offsetspannung des Komparators einen zusätzlichen Phasenwinkel
bewirkt und dieser ist dann auch noch etwas temperaturabhängig. Bei
passender Dimensionierung das Spannungsteilers R1/R2, kann man auf D1
und D2 verzichten. Damit wäre eigentlich alles gesagt, um einen stabilen
Phasenwinkel von 0° zu erzeugen, wenn da das Wörtchen Wenn nicht wär...
Was wäre wenn ein Rundsteuersignal, das z.B. der Steuerung für die
Umschaltung von Hoch- und Niedertarif des Stromzählers dient, mit
wenigen 100 Hz der 230-VAC-Spannung überlagert auf die
Komparatorschaltung trifft? Mit der richtigen Wahl von R1/R2 kann man
zwar verhindern, dass ein Rundsteuersignal fehltriggert, aber eine
zum 50-Hz-Signal interferierende - sich langsam verändernde -
Phasenverschiebung lässt sich so nicht vermeiden. Einfach ist die
richtige Wahl von R1/R2 also nicht...
Man kann sich an dieser Stelle natürlich wieder fragen, warum man
zwischen einem 50-Hz-netzsynchronen Signal (Bild 4: Spannung (B)) und
dem Komparator nicht einfach ein Tiefpassfilter, wie bereits angedeutet,
mit einer Phasenverschiebung von 180° oder 360° schaltet. Eine solche
Filterschaltung wäre durchaus legitim, wenn die zeitliche
Ereignisverschiebung, welche die Phasenverschiebung mit sich bringt,
(360° = 20 ms) irrelavant ist.
Es gibt aber noch ein ganz anderes Problem, das den Phasenwinkel
unvorhersehbar, bei sehr präzisen Anwendungen, empfindlich beeinflussen
kann. Ob belastet oder unbelastet, der Phasenwinkel zwischen Primär- und
Sekundärwicklung eines Trafo ist abhängig von der Primärspannung. Ich
habe dies an einem kleinen Trafo mit einer Wirkleistung von 3 VA
getestet. Die folgende Tabelle gibt darüber Aufschluss:
PHI (P = 0 VA / 240 VAC = +4.3%) = 8.9° (18.7%) PHI (P = 3 VA / 240 VAC = +4.3%) = 5.7° (50%) PHI (P = 0 VA / 230 VAC = 0%) = 7.5° ( 0%) PHI (P = 3 VA / 230 VAC = 0%) = 3.8° ( 0%) PHI (P = 0 VA / 220 VAC = -4.3%) = 6.3° (-16.0%) PHI (P = 3 VA / 220 VAC = -4.3%) = 2.9° (-23.7%) P ist die Belastung des Trafo an der Sekundärwicklung.
Fazit: Die Phasenverschiebung in Teilbild 4.2 von 0° zwischen (A) und (B) bzw. zwischen (A) und (C) ist idealisiert. Die Tabelle, die auf einem Beispiel beruht, zeigt eindeutig, dass der Phasenwinkel empfindlich abhängig ist von der Primärspannung und diese Netzspannung ist je nach Wohngegend, z.B. auf dem Lande, nicht ausreichend stabil genug. Der Anwender muss selbst wissen, ob für seine Anwendung das Schaltungsprinzip in Teilbild 4.1 mit seinen Toleranzen genügt.
6. Eine trafolose Methode
Um hier im Detail zu folgen ist es unbedingt nötig, dass man sich die Datenblätter zum LinCMOS-Opmap TLC271 von Texas-Instruments und zum Optokoppler den HCPL-261A von Agilent (Hewlett-Packard).
Wie bereits angedeutet, die Schaltung in Bild 5 ist nicht erprobt, aber
prinzipiell und aus Erfahrung funktioniert sie. Der interessierte Leser
ist aber auf jedenfall aufgefordert selbst zu experimentieren und nicht
einfach 1:1 nachzubauen. Diese Schaltung unterscheidet sich von den
vorherigen, dass die Netzfrequenz- und die Zero-Crossing-Synchronization
direkt an der 230-VAC-Netzspannung trafolos erfolgt. Damit entfällt die
trafobedingte instabile induktive Phasenverschiebung. Im Kapitel
"Gefahren für den Anfänger" wird darauf
hingewiesen, dass das Experimentieren mit dieser Schaltung
lebengefährlich sein kann und daher nichts für den Anfänger ist!
Phase P und Nulleiter N der 230-VAC-Netzspannung dürfen vertauscht
werden. Die Funktion der Schaltung wird dadurch nicht beeinträchtigt.
Trotzdem ist der Aufbau logisch korrekter und die Schaltung als Ganzes
"sauberer", wenn N als Referenz verwendet wird. N ist mit dem
GND-Sonderzeichen (GND1) markiert, während im isolierten Teil der
Elektronik das traditionelle GND-Zeichen (GND2) zum Einsatz kommt. Diese
Unterscheidung soll zum Ausdruck bringen, dass diese beiden GNDs und
damit die Betriebspannungen ±Ub1 und +Ub2 voneinander galvanisch
isoliert sein müssen!
Da wir es mit der Netzfrequenz mit einer sehr niederfrequenten Anwendung
zu tun haben, kann man anstelle eines echten Komparators (IC:A)
ebensogut ein Opamp verwenden und der muss gar nicht besonders schnell
sein. Es kommt hier der LinCMOS-Opamp TLC271 von Texas Instruments zum
Einsatz und der wird erst noch in den Low-Bias-Mode (Pin 8 = HIGH-Level)
gesetzt. Der Stromverbrauch veringert sich dabei auf maximal 23 µA bei
einer Betriebsspannung von ±5 VDC. Die Slewrate (steigende oder fallende
Flanke des Ausgangssignales) beträgt typisch 0.05 V/µs. Was bedeutet
dies? Damit der PNP-Transistor T durchgesteuert wird, muss sich die
Spannung am Ausgang des TLC271 von +Ub1 auf etwa +Ub1-1V, also auf 4 V
ändern. R5 sorgt dafür, dass der Ausgang des Opamp wirklich auf +Ub1
geht, wenn der HIHG-Pegel gilt und T offen ist. R5 ist relativ
unkritisch. Wenn der Ausgang des Opamp auf HIGH-Pegel liegt, kann nur
ein sehr geringer Leckstrom von +Ub1 in den Ausgang fliessen. Das
bedeutet, dass der HIGH-Pegel am Ausgang auch bei sehr hochohmigem R5
auf +Ub1 gezogen wird. Wählt man für R5 einen Wert von 150 k-Ohm,
fliesst über R5 etwa 1/10 des Basisstromes von T, wenn der Ausgang des
Opamp LOW-Pegel hat. Dies ist vernünftig. Um den bremsenden Effekt der
sogenannten Millerkapazität von T zu kompensieren, kann man C8 mit einer
Kapazität von 10 bis 100 pF zu R4 parallel schalten. Bei der genannten
Slewrate benötigt T und der Optokopplers (IC:B) etwa 20 µs zum Ein- oder
Ausschalten. Dies erzeugt einen nacheilenden Phasenwinkel von 0.36°
(20µs/20ms*360°). Wem das zuviel ist, kann den Opamp in den
Medium-Bias-Mode versetzen, wozu dieser dann allerdings einen Strom von
maximal 0.3 mA benötigt, was auch noch zulässig ist, wie wir noch sehen
werden.
Das Diagramm Figure 7 im Datenblatt des Optokopplers HCPL261A
zeigt, dass ein LED-Strom von 1 mA genügt, damit am Ausgang der
LOW-Pegel sicher gestellt ist. Voraussetzung ist allerdings, dass der
(Pullupwiderstand)
am Logikausgang des Optokopplers nicht kleiner als 4 k-Ohm ist. Mit R15
hat er einen Wert von 4.7 k-Ohm. Die sogenannte Propagation-Delay-Time
ist bei einem LED-Strom von 3.5 mA mit maximal 0.1 µs angegeben. Man
kann davon ausgehen, dass diese Verzögerung für diese langsame Anwendung
bei einem LED-Strom von 1 mA noch längst ausreichend ist, aber man muss
das zuerst in der Praxis testen! Wenn es Probleme machen sollte, muss
man den LED-Strom durch Reduktion von R6 etwas erhöhen, wobei dann
eventuell der Medium-Bias-Mode des TLC271 notwendig ist. Man kann auch
einen andern Optokoppler wählen. Die Experimentierfreude ist gefragt.
Warum diese knausrige Stromsparerei? Die ganze Komparatorschaltung
arbeitet am 230-VAC-Netz ohne Trafo und ohne einen verlustarmen
kapaziven Vorwiderstand.
Die niedrige Betriebsspannung von ±5 VDC muss also mit Vorwiderständen
erzeugt werden und da kommt es darauf an, möglichst wenig
Verlustleistungen und Abwärme zu erzeugen. Deshalb bewegt man sich
konsequenterweise im unteren mA-Bereich. Wenn die LED des Optokopplers
im eingeschalteten Zustand 1 mA oder auch 1.5 mA benötigt, reicht zur
stabilen Betriebsspannung von +5 VDC ein Z-Diodenstrom durch Z1 von etwa
0.5 mA. So exakt müssen diese ±5 VDC nicht sein. Durch R11 und R13
fliesst ein Summenstrom von etwa 2 mA.
D1 wirkt als Halbwellengleichrichter. Man sollte unbedingt eine
1N4007-Diode mit einer Sperrspannung von 1000 V und nicht eine
1N4004-Diode mit bloss 400 V nehmen, die theoretisch auch genügen würde.
Der Preisunterschied ist lächerlich gering, die Betriebssicherheit und
der Schutz gegen Überspannungen jedoch massiv höher. Machen wir es uns
anstelle langer Berechnungen mit der Daumenpeil-Kopfrechenmethode
einfach. Das genügt hier. Die effektive DC-Spannung nach einer
Vollweggleichrichtung hat den selben Wert wie die effektive AC-Spannung
vor der Gleichrichtung, wenn man von den Diodenflussspannungen
grosszügig absieht. Eine Halbwellengleichrichtung erzeugt folgerichtig
auch die halbe effektive DC-Spannung und das bedeutet praktisch nur den
halben effektiven Spannungsabfall über die Widerstände R7 und R9. Die
halbe Effektivspannung des 230-VAC-Netzes beträgt 115 VDCeff (DC nicht
AC, die Spannung ist gleichgerichtet). Um den Glättungselko C1
mechanisch klein zu halten, gestatten wir ihm eine Spannung von etwa 15
VDC. Für C1 eignet sich ein Elko mit einer Nennspannung von 25 VDC.
Damit zwischen C1 und Z1 ein Strom von 2 mA fliesst, muss für R11+R13
ein Wert von etwa 5 k-Ohm gewählt werden, weil über R11+R13 eine
Spannung von 10 VDC abfallen soll. Wir subtrahieren die Spannung an C1
von 15 VDC von den 115 VDCeff. Es bleiben noch 100 VDCeff. Man benötigt
für R7+R9 ein Summenwiderstand von etwa 50 k-Ohm. Wir gönnen uns an
dieser Stelle allerdings zwei in Serie geschaltete Widerstände von je 22
k-Ohm. Diese Grosszügigkeit ist nötig, weil es genügen hier kleine
1/4-Watt-Widerstände und da wäre ein einziger spannungsmässig knapp
überfordert. Man könnte natürlich ebenso ein 1/2-W-Widerstand mit 47
k-Ohm wähen, falls dieser eine genügend hohe Nennspannung besitzt. Genau
der selbe Gedankengang gilt für die Erzeugung der negativen Spannung von
-5 VDC. Da genügt jedoch ein Strom von bloss 1 mA und so verdoppeln sich
die Werte von R7, R9, R11 und R13 zu R8, R10, R12 und R14.
Jetzt noch ein paar Worte zu den Elkos C1 bis C4. Mit C1 als 47 µF
erzielt man bei 2 mA eine Rippelspannung von knapp 1 Vpp und bei C2 ist
es wegen dem halben Strom etwa halb soviel bei gleich grosser Kapazität.
Mit R11 und C3, bzw. R12 und C4 wird die Rippelspannung nochmals
drastisch reduziert. Bei einer Belastung von 1mA an Anschluss +Ub1 und 1
mA Z-Diodenstrom, beträgt die 50-Hz-Rippelspannung an +Ub1 gerade noch
0.6 mVeff. Ich habe dies experimentell überprüft.
Die Aufteilung des weiter oben erwähnten Widerstandes von etwa 5 k-Ohm
in zwei 2.2-k-Ohm-Widerstände besorgt diese niedrige Rippelspannung.
Wäre C3 direkt parallel zu Z1 geschaltet, wäre der Rippelstrom und die
Rippelspannung viel höher, weil das Nachladen von C3 in der Nähe der
Zenerspannung stets ein kurzzeitiger niedriger Innenwiderstand bedeutet.
Ein kleiner, aber wichtiger Trick, der auch in ganz anderen Anwendungen
nützlich sein kann. C5 und C6 sind induktionsarme
Multilayerkondensatoren. Sie dienen der Unterdrückung hochfrequenter
Störspannungen und der Stabilität des Opamp, weshalb sie auch in die
Nähe zu diesem IC gehören.
Und jetzt noch einmal die Funktionserklärung als Ganzes: Wenn die
Sinusspannung am Phasenleiter P (A) den Nullpegel in den positiven
Spannungswert überschreitet (siehe Diagramm), schaltet der Ausgang des
IC:A auf den HIGH-Pegel von +5 V wegen R5. Transistor T sperrt, die LED
des Optokopplers IC:B ist stromlos und der invertierende Ausgang (B) auf
HIGH-Pegel, entsprechend dem Wert von +Ub2. Wenn die Sinusspannung am
Phasenleiter P (A) den Nullpegel in den negativen Spannungswert
überschreitet, schaltet der Ausgang des IC:A auf den LOW-Pegel von -5 V,
Transistor T leitet, die LED des Optokopplers IC:B ist aktiv und der
invertierende Ausgang auf LOW-Pegel, entsprechend dem Spannungswert von
GND2.
Wozu R3 dient, ist im Kapitel "Der Einfluss des Netztrafo auf den
Phasenwinkel" (Bild 4: R2) beschrieben. Siehe Abschnitt der mit dem
Satz "Jetzt noch ein paar Worte zu R1 und R2." beginnt. Neu in
diesem Schaltschema ist C7, der dazu dienen soll hochfrequente
Störsignale zu unterdrücken. C7 bildet mit (R1+R2)||R3 ein
passives Tiefpassfilter. Es leuchtet ein, dass die Grenzfrequenz dieses
passiven Tiefpassfilters um ein Vielfaches höher sein muss als die
50-Hz-Netzfrequenz. Abhängig von der Anforderung eines kleinen
Phasenwinkels, muss diese Grenzfrequenz mindestens im oberen kHz-, wenn
nicht sogar im oberen 10-kHz-Bereich liegen. Man muss dies je nach
Anwendung der Schaltung selbst definieren. Im Kapitel "Fehltriggerung
durch überlagerte Störung" wird auf dieses Problem genauer
eingegangen.
7. Dimensionieren, Messen und Testen
Der Leser der eine Schaltung, wie Bild 5 zeigt, realisieren will, muss diese realistisch testen. Es gibt dazu teure 230-VAC-Testgeneratoren mit denen man definierte Störspannungen erzeugen und diese einer 230-VAC-Testspannung überlagert. Ob es auch solche Testgeneratoren gibt mit denen man Rundsteuersignale erzeugen kann, weiss ich nicht. Ich kenne auch keine Firmen wo man solche Testgeneratoren kaufen kann. Der dafür interessierte Leser muss also selbst suchen. Es gibt natürlich auch die Möglichkeit, dass man selbst ein massgeschneiderter Testgenerator baut, was gar nicht so aufwändig sein muss. Man benutzt z.B. die 230-VAC-Netzspannung die man mit einem selbst erzeugten niederfrequenten Rundsteuersignal überlagert. Man muss sich selbst überlegen wie man dies realisiert. Eine speziele Webseite erklärt was die Rundsteuerung ist und wozu sie eingesetzt wird. Es hat unter weiteren Informationen auch Tabellen über Frequenzen und Pegel, geordnet nach Länder und Regionen:
8. Das Übersteuerungsproblem bei Opamps
Wir lassen legen jetzt ein wenig die Sache mit der Zero-Crossing-Synchronization beiseite und widmen uns einem Problem das uns immer begegnen kann, wenn wir mit Opamp- und Komparatorschaltungen zu tun haben. Wenn ein Opamp mit Verstärkung +1 beschaltet ist, also als sogenannter Impedanzwandler wirkt, ist die Eingangsspannung Ue gleich gross wie die Ausgangsspannung Ua.
Bild 6 illustriert was passiert, wenn Ue so hoch wird, dass Ua durch die Betriebsspannung begrenzt wird. Der Opamp wird mit ±15 VDC betrieben und Ue hat einen Wert von 30 Vpp. Ue erreicht also ebenso die Betriebsspannung von +15 VDC und -15 VDC. Bei einem Rail-to-Rail-Opamp würde die Sinusspannung am Ausgang unbelastet ebenso diese 30 Vpp gerade noch unbegrenzt erreichen. Die meisten Opamps sind jedoch nicht so weit aussteuerbar. Der LF356 und viele andere Opamps erreichen etwa 2 V unter den positiven und negativen Maximalwerten, also etwa 26 Vpp. Bei diesen Spannungswerten wir die Sinusspannung beschnitten (geclippt). Dies könnte man noch akzeptieren. Leider ist es aber so, dass der LF356 und ebenfalls viele andere Opamps, die Übertreibung am Eingang mit einer sprunghaften Spannungsumkehr quittieren. Es gibt Anwendungen bei denen solche Kapriolen schlimme Folgen haben können. Darum liess sich schon vor sehr vielen Jahren die Halbleiterfirma Linear-Technology mit dem besseren JFET-Opamp LT1056, alternativ zum LF356 von ehemals National-Semiconductor, etwas Gescheites einfallen. Bild 6 illustriert dies im Diagramm. Diese Problematik wird auch im Elektronik-Minikurs Amplifier-Attenuator thematisiert. Hier soll dieses Kapitel ganz einfach wachrufen, dass man ganz besonders dieses Problem im Auge behält, weil man bei Komparatorschaltungen leicht den Limit am Eingang im prinzip unschädlich überschreiten, jedoch trotzdem eine Spanungsumkehr am Ausgang verursachen kann. Dass dies besonders leicht zu Fehltriggerungen von nachfolgenden Schaltungen führen kann, muss nicht speziell erwähnt werden, wie Bild 7 illustriert:
Bei einer Verstärkerschaltung, wo die Verstärkung grösser als +1 ist,
tritt die Spannungsumkehr nicht auf, weil Ue immer unterhalb des
zulässigen Gleichtaktbereiches liegt. Da wir es hier mit
Komparatorschaltungen zu tun haben, sieht die Situation etwas anders
aus, weil es ist im Grunde egal ist wie hoch Ue wird, die jedoch durch
die Betriebsspannung mittels Dioden begrenzt werden muss. Teilbild 7.1a
zeigt wie Ue begrenzt wird, wenn man als Maximalwert die
Betriebsspannung zulassen will. Beim Überschreiten der Eingangsspannung
fliesst ein Strom über D1 oder D2 und so wird die Spannung am
nichtinvertierenden Eingang auf die Betriebsspannung plus die
Durchfluss-Spannung von D1 oder D2 begrenzt. Natürlich gilt das ebenso
wenn der Komparator invertierend arbeitet, also die beiden Eingänge
vertauscht sind. Dies ist eine durchaus legitime Lösung und man braucht
keine Schottky-Dioden wegen der niedrigeren Durchfluss-Spannung. Man
darf durchaus gewöhnliche Si-Kleinsignaldioden wie 1N914 oder 1N41848
verwenden. Man kann zusätzlich R3 einfügen, damit der Strom am
nichtinvertierenden Eingang in einem Extremfall der Eingangsspannung
zusätzlich begrenzt wird. R3 fällt relativ niederohmig aus, weil ein
Spannungsabfall über R3 wegen D1 oder D2 stets unterhalb von 1 V liegt.
Wenn man R3 einsetzt, z.B. 1 k-Ohm, ist man freier in der Wahl von R1.
Der Strom muss mit R1 soweit begrenzt werden, dass im Falle einer
Überspannung D1 oder D2 nicht zerstört werden können, und R1 muss die
Verlustleistung ertragen. Mehr zu diesem speziellen Thema liest man in
Überspannungsschutz von empfindlichen
Verstärkereingängen.
Das Problem bei dieser Methode ist, dass es, wie schon Bild 6 zeigt, zur
Spannungsumkehr kommen kann. Da es bei Komparatorschaltungen nur darauf
ankommt, dass die Referenzspannung - hier GND - sicher über- und
unterschritten wird, kann man auch eine Spannungsbegrenzung mit zwei
antiparallelgeschalteten Dioden anwenden, wie dies in Teilbild 7.2a
gezeigt wird. Da bleibt die Spannung an den Komparator- oder
Opampeingängen so niedrig, dass das Spannungsumkehrproblem gar nie
auftreten kann. Darum kommt in den Bildern 3 bis 5 diese
Spannungsbegrenzungsmethode zur Anwendung. Die Bedeutung von R2
ist bereits erklärt.
Selbstverständlich gibt es auch die Möglichkeit im Singlesupply-Modus
(nur eine Betriebsspannung +Ub und GND) eine Komparatorschaltung zu
realisieren. Voraussetzung ist allerdings, dass ein Komparator oder ein
Opamp eingesetzt werden muss, dessen Gleichtakteingangsspannung bis
hinunter auf den GND-Pegel einwandfrei funktioniert, falls dieser
GND-Pegel als Referenz dienen soll.
Teilbild 8.1 entspricht mit der Ausnahme Teilbild 7.2, dass Teilbild 8.1
mit nur einer positiven Spannung betrieben wird. Dies bedeutet, dass der
gesteuerte, hier der nichtinvertierende Eingang den GND-Pegel um die
Durchfluss-Spannung der Si-Diode D2 unterschreiten kann. Bei vielen
Opamps hat dies den Spannungsumkehreffekt zur Folge wie es zu Bild 7
beschrieben ist. Dies passiert dann nicht, wenn der verwendete Opamp
oder Komparator eine Eingangsspannung, entsprechend dem GND-Pegel,
zulässt. Bei den hier verwendeten LinCMOS-Opamp sind typisch -0.3 V
zulässig. Daher empfiehlt es sich, anstatt üblicher
Si-Kleinsignaldioden, kleine Schottky-Dioden einzusetzen, weil diese,
für eine solche Anwendung mit kleinen Strömen im Durchlassbereich, eine
typische Durchfluss-Spannung von etwa 0.25 V bis etwa 0.3 V haben. Wie
weit man mit der Eingangsspannung im negativen Spannungsbereich im
Komparatorbetrieb fahren kann, ohne dass es zu einer funktionellen
Störung kommt, geht aus dem LinCMOS-Datenblatt nicht hervor, ausser es
kommt zu einem Stromfluss der allerdings in der Grössenordnung von 100
mA liegen muss. Dann kann es zum schädlichen Latchup-Effekt kommen.
Was dieser Latchup-Effekt ist, ist in knapper Form im
Elektronik-Minikurs
Der analoge Schalter II
beschrieben. Schaut man sich die Eingangsstufe eines LinCMOS-Opamps im
Datenblatt an - bitte tun Sie das, man lernt auch davon! - begreift man
nicht, wie denn bei einem MOSFET mit isoliertem Gate überhaupt ein Strom
fliessen kann, ausser man stresst die Gate-Source-Spannung bis zum
Durchbruch. Der Grund dafür liegt darin, dass beim
CMOS-Herstellungsprozess parasitäre Thyristoren (kreuzgekoppelte
Transistoren) entstehen. Dies ist physikalisch bedingt und man kann es
nicht vermeiden. Man kann bei der IC-Herstellung nur dafür sorgen, dass
diese Parasiten so unempfindlich wie möglich sind. Dies hat man bei den
LinCMOS-Opamps schon früh erreicht. Man liest: The device inputs and
output are designed to withstand - 100 mA surge currents without
sustaining latchup. Zünden diese Thyristor-Parasiten - das ist der
Latchup - fliesst ein Kurzschlusstrom zwischen den
Betriebsspannungsanschlüssen, was sehr oft die Zerstörung des Bausteins
zur Folge hat. Bei unseren Anwendungen hier, wo der Strom mit R1 auf
etwa 1 mA begrenzt wird, kann man den Latchup-Effekt getrost vergessen.
Das Latchup-Risiko besteht bei analogen und digitalen CMOS-ICs dann,
wenn bei Ein- und Ausgängen die Betriebsspannung über- oder der
GND-Pegel (Single-Supply) unterschritten und dabei der Haltestrom der
parasitären Thyristoren erreicht wird.
Bild 8 zeigt aber noch etwas anderes. Es gibt auch bipolare Opamps (z.B.
LM358, LM324)und Komparatoren (z.B. LM393) welche eine Eingangsspannung
(Gleichtaktspannung) bis hinunter zum GND-Pegel gestatten. Auch da liest
man, dass ein Spannunsgwert von -0.3 V nicht überschritten werden soll.
Es gibt in bipolaren integrierten Schaltungen zwar keinen
Latchup-Effekt, allerdings einen andern Effekt der ganz bestimmt dazu
führt, dass ein Opamp oder ein Komparator nicht mehr richtig
funktioniert. Dazu betrachte man Teilbild 8.2 das die Eingangsstufe der
eben genannten Opamps und Komparatoren zeigt. Es hat PNP-Transistoren
und die machen es möglich, dass die Basis auf den GND-Pegel hinunter
gesteuert werden darf. Im Prinzip wäre es dem PNP-Transistor und somit
auch dem Opamp oder Komparator völlig egal, wenn die Spannung weit
unterhalb von GND liegt, weil es interessiert eigentlich nur der Basis-
und der Kollektorstrom von Q4, wenn diese bipolaren Transistoren nicht
auch (parasitäre) Kollektor-Basis-Dioden hätten. Genau dies stört und
dazu betrachten wir zusätzlich Teilbild 8.3, das das Ersatzschaltbild
des IC-internen Transistors Q4 repräsentiert. Wenn am Eingang Ue die
Spannung negativ ist und D2 würde als Schottky-Diode die Spannung nicht
auf etwa 0.3 V begrenzen, dann fliesst über die Kollektor-Basis-Diode
von Q4 ein Strom und der würde die differenzielle
Eingangsverstärkerstufe aus dem (momentanen) Gleichgewicht bringen.
Durch die Kollektor-Basis-Diode kann nur dann ein Strom fliessen, wenn
zwischen Basis und Kollektor - hier identisch mit GND - die typische
Durchfluss-Spannung einer Si-Diode von etwa 0.6 V erreicht wird.
ID2 zeigt bei negativer Eingangsspannung an Ue die
Hauptstromrichtung wenn D2 (Schottky-Diode) leitet.
9. Phase oder Inversion, das ist hier die Frage
Zurück zum Thema der unsauberen Sinuswechselspannung. Sie enthält einerseits Störsignale hoher Frequenzen, die vorwiegend von Schaltvorgängen verursacht werden und anderseits die erwähnten kurzzeitig überlagerten Rundsteuersignale mit niedriger Frequenz im Bereich von wenigen 100 Hz bis etwa 2 kHz. Vorausgesetzt eine Zero-Crossing-Synchronization ist nur in dem Sinne gefordert, dass eine Triggerung beim Nulldurchgang unabhängig von der Phasenlage stattfindet, lässt sich dies mittels eines aktiven Tiefpassfilters realisieren. Solche Nulldurchgänge finden bei einer Phasenverschiebung von 180° (Laufzeit = 10 ms bei 50 Hz) und bei einem Vielfachen dieses Wertes statt, also auch bei 360° (Laufzeit = 20 ms bei 50 Hz). Dies erläutert Bild 9:
Mit einer aktiven Tiefpassfilterung mit einer Phasenverschiebung von
180° oder ein Vielfaches davon, hat man problemlos alle Störspannungen
im Griff. Teilbild 9.1 zeigt zwei Blöcke aus je einem aktiven
Butterworth-Tiefpassfilter vierter Ordnung mit der Grenzfrequenz der
Netzfrequenz von 50 Hz. Ein solches Filter hat bei seiner Grenzfrequenz
(Dämpfung = 3 dB) eine Phasenverschiebung von exakt 180°. Dies bedeutet
aber, dass an Ua1 die Sinusspannung die Nulllinie unterschreitet während
an Ue die Sinusspannung die Nulllinie überschreitet. Für eine
Helligkeitsteuerung für Glühlampen mittels Steuerelektronik (z.B. mit
dem IC TCA785 von Siemens) mit Thyristoren oder Triac ist das egal. Es
kann aber Anwendungen geben, wo auch die Spannungsrichtung von Ue und Ua
übereinstimmen muss. In diesem Fall kann man ein zweites Tiefpassfilter
der selben Art in Serie zum ersten schalten und so hat man an Ua2 einen
Phasenwinkel von exakt 360° zu Ue. Die Dämpfung bei der Grenzfrequenz
von 50 Hz beträgt dann 6 dB. Das heisst die Spannung an Ua2 ist gerade
noch halb so gross wie an Ue. Das spielt für die Anwendung einer
Triggerung keine Rolle, weil die Spannung an Ue leicht gross genug
gewählt werden kann.
Ein einziges Tiefpassfilter noch höherer Ordnung zu realisieren
empfiehlt sich wegen der höheren Bauteilsensivität nicht. Da würde die
Phasenpräzision darunter leiden. Das angedeutete Trimmpotmeter beim
ersten Filterblock erlaubt eine exakte Einstellung der Phasenlage, falls
dies nötig ist. Dies wird hier, ebenso die Dimensionierung des Filters,
nicht weiter thematisiert. Ich empfehle betreffs Filterberechnung das
Buch "Halbleiter-Schaltungstechnik" von U.Tietze und Ch. Schenk und,
falls noch erhältlich, das Filterkochbuch von Don Lancaster. Die
englische Ausgabe "The Filtercookbook" ist eher noch erhältlich.
Es gibt anstelle von zwei Filterblöcken aber noch eine Alternative. Für
sehr viele Anwendungen genügt ein einziges Butterworth-Tiefpassfilter
vierter Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 50 Hz, da dieses eine
störende Rundsteuerfrequenz von z.B. 200 Hz immerhin mit 50 dB (1/316)
und bei 500 Hz mit stolzen 80 dB (1/10'000) dämpft. Teilbild 9.2 zeigt
eine einfache Alternative für eine scheinbare Phasenverschiebung von
360° zwischen Ue und Ua2, in dem das Signal zwischen Ua1 und Ua2
invertiert wird. Es ist nur eine scheinbare Phasenverschiebung zwischen
von Ua1 nach Ua2, weil die zeitlichen Ereignisse durch Inversion nicht
verzögert werden. Dies wird mittels Event-Flags verdeutlicht. Man
vergleiche dazu die beiden Teilbilder links und rechts. Mit Hilfe dieser
gedachten Flags erkennt man leicht, dass die Schaltung in Teilbild 9.2
zum selben Erfolg mit der halben Phasenverschiebung führt, bzw. halber
Laufzeit und der Schaltunsgaufwand ist geringer. Setzt jedoch eine
Anwendung voraus, dass überhaupt keine Laufzeit (Phasenverschiebung)
zulässig ist, muss ohne Filterung, wie bereits beschrieben, gearbeitet
werden. Die Probleme die man dabei in Kauf nehmen muss, werden im
folgenden Kapitel etwas differenzierter thematisiert.
10. Fehltriggerung durch überlagerte Störung
Teilbild 10.1 zeigt oben eine ungestörte Sinusspannung und unten die
resultierende ebenso ungestörte Rechteckspannung am Ausgang des
Komparators wie es in Bild 2 gezeigt wird. Das ist eine Idealisierung,
weil realistisch gibt es gar keine ungestörte Sinusspannung, denn
Rauschspannungen sind immer überlagert, wenn manchmal auch nur sehr
gering. Wenn man die Rechteckflanke im Oszilloskopen ausreichend in der
Zeitachse vergrössert darstellt (Zoom), beobachtet man ein leichtes
Phasenrauschen, das sich in einer gewissen Unschärfe der Flanken
bemerkbar macht.
Teilbild 10.2 zeigt ein überlagertes Störsignal mit einer höheren
Frequenz als die Netzfrequenz und Teilbild 10.3 zeigt ein zeitlich und
amplitudenmässig gedehnter Ausschnitt um zu verdeutlichen wie die
Störspannung selbst auch Triggerflanken auslösen kann.
Bild 11 zeigt in einer Bilderfolge was mit der Flanke des Komparatorausganges passiert, wenn die Störspannung, die mit der Netzfrequenz schliesslich nicht synchronisiert ist, als Interferenzfrequenz wirkt. Zuerst wird die Laufzeit t1 leicht vergrössert, im nächsten Schritt gibt es Mehrfachtriggerung durch das Störsignal (t2-Serie) und danach wird die Laufzeit verkürzt (t3). Dieses Muster setzt sich fort. Teilbild 11.4 fasst die Laufzeiten- und somit Phasenveränderungen zusammen.
Bild 12 zeigt ein Lösungsansatz wie man diese Mehrfachtriggerung ohne grosse Laufzeitenvariation unterdrücken kann. Wenn man durch das Hinzufügen von R3 (Teilbild 12.3) eine Hysterese UH erzeugt, die nur knapp grösser ist als der Peak-to-Peak-Spannungswert der Störspannung US, wird eine Fehltriggerung unterdrückt. Dies setzt allerdings voraus, dass die maximal überlagerte Spannung, z.B. eines Rundsteuersignales, örtlich bekannt ist. Je grösser die Hysterese aus Gründen der Toleranz gewählt werden muss, um so sicherer arbeit die Schaltung, um so grösser ist allerdings auch die Phasenverschiebung, wie dies im Kapitel "Schmitt-Trigger und Komparator" bereits thematisiert wurde. Bei hochfrequenten Störungen, wie sie durch das Schalten elektrischer Verbraucher verursacht werden, gibt es kaum eine andere wirksame Lösung als eine einfache passive Tiefpassfilterung mit C1. Wie bereits angedeutet, muss die Grenzfrequenz so niedrig gewählt werden, dass Fehletriggerungen sicher vermieden werden, aber so hoch, dass die dadurch verursachte zusätzliche Phasenverscheibung für die Anwendung akzeptabel gering ist. Zur Berechnung des passiven Tiefpassfilter mit C3 und der Hystere mit R3 gilt der Wert des Parallelwiderstandes von R1 und R2 (R1||R2).