Schalten und Steuern mit Transistoren II
Einleitung
Das Thema dieses Elektronik-Minikurses ist das praxisbezogene Erlernen
einer einfachen Transistorschaltung mit bipolaren Transistoren zum
schnellen Schalten von Spannungen mit kleinen Strömen. Man kann
universelle Transistoren einsetzen, die hauptsächlich für
niederfrequente analoge Anwendungen (Verstärker, Filter) gedacht sind,
sofern die niedrige Schaltgeschwindigkeit genügt. Was bei diesen
NF-Transistoren täuscht, ist die oft hohe Transitfrequenz von mehr als
100 MHz. Man denkt da leicht, das sind ja weniger 10 ns und damit lässt
sich leicht auch ein schnelles Ein- und Ausschalten von Spannungen
realisieren. Aber ganz so einfach ist das nicht. Da muss man schon
Transistoren suchen, welche Wertangaben in den Einschalt-
(Turn-On-Time), Speicher- (Storage-Time) und Ausschaltzeiten
(Turn-Off-Time) enthalten und diese Werte müssen, wenn notwendig, im
10ns-Bereich oder sogar deutlich darunter liegen.
Solche Transistoren gibt es, wie z.B. der bereits betagte
2N708,
den man kaum noch bei den Elektronik-Distributoren bekommt. Seine
Schaltzeiten sind mit 40 bis 75 ns auch nicht gerade umwerfend niedrig.
Ich verwendete ihn hier und auch sonst häufig, weil noch viele von
diesen 2N708 an Lager sind. Warum nicht, wenn die Daten genügen.
Alternativ gibt es z.B. den wesentlich schnelleren und moderneren
2N2369
den es auch als PN2369 im preisgünstigen TO92-Plastikgehäuse und in der
SMD-Ausführung gibt. Die Schaltzeiten liegen zwischen 12 bis 18 ns. Wie
diese Schaltzeiten zu verstehen sind, liest man in den beiden
Datenblättern. Erhältlich ist der 2N2369 bei Farnell (Dez-2013).
Es gibt zwei Probleme mit denen man sich betreffs hoher
Schaltgeschwindigkeit auseinandersetzen muss. Es ist der
Sättigungseffekt, den es zu vermeiden gilt und es ist die
Millerkapazität, die man kompensieren muss. Ob man überhaupt solche
Transistorschaltungen einsetzen will, ist abhängig von der Anwendung.
Gibt es eine solche Einheit nur einmal in einer Schaltung, kann sie sich
eignen, sonst lohnt es sich nach passenden ICs Ausschau zu halten. Ein
schneller Komparator kann durchaus zweckmässig sein oder eine passende
Treiberschaltung, bei der es gleich mehrere Einheiten in einem Gehäuse
gibt. Aber das ist hier nicht das Thema. Hier geht es um Grundlagen, die
leicht in eine Transistorschaltung umsetzbar sind.
Warum nennt sich die URL powsw2.htm? Diese Überlegung ist
berechtigt, weil man erkennt keine PowerSwitch-Anwendung. Es geht zurück
auf den ersten Elektronik-Minikurs dieser Art
Schalten und Steuern
mit Transistoren I.
In diesem Elektronik-Minikurs geht es grundsätzlich um das Schalten mit
Transistoren und dies teilweise auch mit dem Schalten grösserer
Leistungen. Es kommen Darlingtonschaltungen zum Einsatz und
Transistorschaltungen mit Relais. Da ich nicht ausschliesse, dass sich
dieser Trend in diesem Elektronik-Minikurs fortsetzt, z.B. mit dem
Einsatz von Power-MOSFETs, habe ich mich für die selbe URL-Bezeichnung
entschieden.
Schneller Schalter mit NPN-Transistor
Testaufbau-Tipps: Dieses Kapitel vermittelt eine relativ einfache Methode, die es auch dem Elektronikbastler ermöglicht, einen schnellen elektronischen Schalter mit einem bipolaren Transistor (siehe oben) zu realisieren. Schnell bedeutet hier Flankensteilheiten im unteren 10ns-Bereich. Noch schneller heisst, dass es mit einfachen Versuchsaufbauten nicht mehr möglich ist, weil zu sehr störende Effekte wegen parasitären Induktivitäten und Kapazitäten auftreten. Aber auch schon bei den hier gezeigten Anwendung, sollte man von einem üblichen Steckboardaufbau absehen. Empfehlenswert sind Labor-Leiterplatten mit Lötinseln auf der einen Seite und einem GND-Plane auf der andern Seite. Eine solche Leiterplatte gibt es von VERO-Technologies. Man gibt bei Produktsuche/Teilenummer 03-2989 ein. Errhältlich ist dieses Produkt zur Zeit (Dez-2013) auch beim Elektronik-Distributor RS-Online. Auch hier im Suchfenster ebenfalls 03-2989 eingeben. Diese Leiterplatte hat Lötinseln statt parallele Leiterbahnen (die man unterbrechen kann). Mit Lötinseln (auch Lötaugen genannt) und Verdrahtung mit dünnen Drähten erzeugt man niedrigere parasitäre Kapazitäten. Für höherfrequente Schaltungen oder solche mit steilen Schaltflanken sind Lötinseln die bessere Wahl. Um eine einigermassen niedrige GND-Impedanz zu erreichen, kann man für den GND-Pfad mit Lot und Draht zwischen den Inseln breitere GND-Zeilen bilden.
Der Millereffekt: Teilbild 1.1 zeigt die einfache
Schalterfunktion mit den parasitären Kapazitäten beim Transistor T. Da
gibt es die Kapazitäten zwischen Basis und Emitter Cbe, zwischen Basis
und Kollektor Cbc und zwischen Kollektor und Emitter Cce. Betrachten
wir zunächst den Eingang zwischen Ue und der Basis von T1, so erkennen
wir zwei passive Tiefpassfilter, nämlich gegeben durch Rb mit Cbe und Rb
mit Cbc. Die Wirkung von Rb mit Cbe können wir aus zwei Gründen
vernachlässigen. Erstens, Cbe reagiert mit Rb nur in dem Bereich, wenn
noch kein Basisstrom fliesst. Fliesst ein Basisstrom, dann ist der
differenzielle Widerstand zwischen Basis und Emitter in aller Regel sehr
viel kleiner als der Basisvorwiderstand Rb. Wie auch immer, man kann Cbe
vollständig vergessen, weil nämlich Cbc mit Rb einen besonders wirksamen
Tiefpasseffekt aufweist. Cbc wirkt als so genannte Millerkapazität. Diese
Kapazität Cbc wird um die Spannungsverstärkung minus 1 wegen dem
Millereffekt verstärkt. Dieser Effekt kommt dadurch zustande, dass an
Cbc die (1+|A|)-fache Eingangsspannung von Ue auftritt. |A| ist der
Betrag der Spannungsverstärkung. Wenn diese Verstärkung wesentlich
grösser ist als 1, überwiegt die Multiplikation aus Verstärkung und Cbc.
Cm ~ |A| * Cbc
(Cm = Millerkapazität)
Mehr zu diesem Effekt liest man im
Wikipedia: Millereffekt.
Normalerweise spricht man von Verstärkung, wenn der Transistor als
Verstärker im Einsatz ist. Hier arbeitet er jedoch als Schalter. Trotzdem
findet eine Verstärkung statt während der steigenden und der fallenden
Flanke. Teilbild 1.2 illustriert dies. Die Spannung an Rc multipliziert
dem "ominösen" Wert von 40 ergibt die Verstärkung. Bei der halben
Betriebsspannung, in diesem Beispiel 2.5 V, beträgt die Verstärkung 100.
Ist T beinahe im geschalteten LOW-Pegel, also bei Uce = 1V und U_Rc = 4
V, beträgt die Verstärkung 160. Weil dies so ist, kann ein nicht
gegengekoppelter Transistorverstärker nur nichtlinear verstärken.
Verstärkt man allerdings nur sehr kleine Spannungsänderungen, maximal im
unteren mV-Bereich an Ue, hält sich die Verzerrung am Ausgang Ua in
Grenzen. So realisiert man billige Mikrofonverstärker.
Wie es mathematisch zu dieser Zahl 40 kommt, zeigt ein Weblink von der
Uni Kiel
auf der Seite
Schaltungen mit Transistoren
mit der Formelbeschreibung zur
Wechselspannungsverstärkung.
Massnahme gegen den Millereffekt: Teilbild 1.3 zeigt die einfache
und wirksame Massnahme mit Cb parallel zu Rb. Es geht darum die
Millerkapazität zu neutralisieren. Wie aber berechnet man Cb? Im Prinzip
in Verbindung mit der selben Formel
(Cm~|A|*Cbc).
Eine konkrete Formel für diesen Fall habe ich bisher nirgends gesehen.
Und dazu kommt, auf praktisches Experimentieren kann man hier eh nicht
verzichten. Man kann je nach Beschaltung von weniger als 10 pF bis
einigen 100 pF ausgehen. Man muss es also mit einem Oszilloskopen
ermitteln. Man erhöht Cb bis sich maximale Flankensteilheiten und gerade
noch keine relevanten Überschwinger (Teilbild 1.3a) an den Flankenenden
zeigen.
Der Nutzen des Millereffektes: Es gibt bekanntlich keine
Nachteile ohne Vorteile. So auch hier. Man kann mit Hilfe des
Millereffektes sehr langsam arbeitende Integratoren und Timer mit
grossen Einschalt- oder Verzögerungszeiten in analoger Schaltungstechnik
realisieren, weil man, entsprechend der Spannunsgverstärkung mit
niedrigen Kapazitätswerten auskommt. Diese Verstärkung muss man
allerdings mit einem Opamp exakt dimensionieren, um reproduzierbar
akzeptable Werte zu erhalten. Timerschaltungen realisiert man schon
lange besser digital, aber für Integratoren kann es durchaus Anwendungen
geben, wo der Einsatz in analoger Form die richtige Wahl ist.
Der Sättigungseffekt: Der Millereffekt ist nicht das einzige
Phänomen, der den Transistor langsamer macht als er sein könnte. Im
Schaltbetrieb arbeitet der bipolare Transistor mit einer wesentlich
niedrigen Stromverstärkung als im analogen Betrieb, wenn Spannungen
verstärkt werden. Dieser relativ hohe Basisstrom erzeugt in der Basis
eine hohe Anreicherung von Ladungsträgern. Man bezweckt damit eine
besonders niedrige Kollektor-Emitter-Spannung Uce. Beim Abschalten des
Basisstromes werden diese Ladungsträger, ohne Massnahmen, nur relativ
langsam aus der Basis entfernt. Diese Massnahme kennen wir bereits. Es
ist der Kondensator Cb parallel zu Rb in Teilbild 1.3. Cb unterstützt
zwei Vorgänge: Cb sorgt für mehr Frequenz-Bandbreite und steilere
Schaltflanken durch Neutralisation des Millereffektes und Cb sorgt für
das schnellere Ausräumen der Ladungsträger aus der Basis. Dazu lese man
zunächst das Kapitel "Schneller Transistor-Schalter mit Diode" im
ELKO-Grundlagenkurs zur Schaltungstechnik
Transistor als Schalter
von Patrick Schnabel.
Sättigungs- und Millereffekt: Teilbild 2.1 wiederholt als
dimensioniertes Beispiel, die soeben beobachtete
Schaltung
im ELKO-Grundlagenkurs. Der verwendete schnelle Transistor in Bild 2 ist
der 2N708 (T1). Anstelle des BAT85 verwende ich für D1 die
BAT43-Schottky-Diode. Für steilflankige Schaltvorgänge ist es oft nötig
einen etwas höheren Kollektorstrom als sonst üblich, wegen den
parasitären Kapazäten,einzusetzen. Es kommt daher auch sehr darauf an,
dass die parastäre Kapazität (z.B. Leiterbahn) an Ua so niedrig wie
möglich gehalten wird. D1 verhindert die Sättigung von T1. BAT85 oder
BAT43 haben, weil Schottky, die fast gleiche Schwellenspannung. Bei
einem Strom von 3 mA (Ie) sind es etwa 300 mV. Der LOW-Pegel an Ua (Uce
von T1) ergibt sich aus der Basis-Emitter-Spannung von T1 minus der
Spannung über der Schottky-Diode D1. Das sind etwa 0.5 V. Sperrt T1,
fliesst kein Kollektorstrom. An Ua (Uce) liegt die Spannung von +Ub (+5
VDC). Der Ausgangswiderstand der Schaltung ist stark asymmetrisch. Bei
LOW-Pegel ist er extrem niederohmig, weil T1 wie ein geschlossener
Schalter wirkt. Bei HIGH-Pegel entspricht der Ausgangswiderstand dem
Wert von R3.
Warum müssen es eigentlich Schottky-Dioden sein? Etwa weil sie schneller
sind als "normale" Silizium Dioden? Bei der vorliegenden Anwendung kann
man dies verneinen, weil z.B. die vermutlich bekannteste
Kleinsignal-Diode der Welt, die 1N914 (1N4148) eine gleich kurze
Recovery-Time von etwa 4 ns hat, wie die hier genannten Schottky-Dioden
BAT85 und BAT43. Der einzige Grund für den Einsatz von Schottky-Dioden
ist der, dass die Schwellenspannung signifikant niedriger ist als die
einer "normalen" Siliziumdiode. Diese hat den fast selben Spannungswert
wie die Basis-Emitter-Spannung eines Silizium-Transistors.
Alle drei Schaltungen in Bild 2 arbeiten als schneller
Spannungsinverter. Dimensioniert ist er für eine Eingangs-3V-Logik (R1 =
1k) oder Eingangs-5V-Logik (R1 = 1k8). Auch TTL-Spannungswerte sind
deshalb möglich.
Teilbild 2.2 zeigt eine weitere Verbesserung zur Reduktion der Sättigung
mit einem zusätzlichen Widerstand R2 im T1-Basiskreis. Dieser bewirkt
eine etwas höhere Kollektor-Emitter-Spannung im LOW-Zustand. Diesem
eventuellen Nachteil steht der Vorteil einer höheren Geschwindigkeit
bzw. steileren Schaltflanken gegenüber (noch geringere Sättigung).
Anstelle von R2 kann man antiparallel auch zwei Schottky-Dioden (D2 und
D3) schalten. Diese haben die selbe Wirkung, wie R2 mit 270 Ohm. Der
Vorteil des Widerstand R2 ist die leichte Justierbarkeit des
Kompromisses zwischen Flankensteilheit und minimaler Ua (Uce) bei
LOW-Pegel. Ein Trimmpot eignet sich wegen der zusätzlichen parasitären
Kapazität und Induktivität eher nicht. Man muss es ausprobieren.
Teilbild 2.3 ging aus meiner Unterstützung an einem Projekt eines
Kollegen hervor, der mit einem schnellen Schalter aus einem
3V-Logiksignal ein 5V-Logiksignal verstärken und schalten wollte.
Teilbild 2.3 berücksichtigt zusätzlich die Neutralisierung des
Millereffektes durch C1, wie bereits in Zusammenhang mit Bild 1
beschrieben. C1 ist während der sehr kurzen Dauer der Schaltflanke sehr
niederohmig und dies setzt voraus, dass die Taktquelle TQ dazu passend
niederohmig (Ri) sein muss. Man stelle sich vor, die steigende und die
fallende Flanke folgen ununterbrochen aufeinander, dann ist es ein
dreieckähnliches Signal mit einer Frequenz von 25 MHz (1/40 ns). Der
kapazitive Widerstand (Kapazitanz) von C1 beträgt dann etwa 270 Ohm. Das
ist ein kleiner Bruchteil von R1. Dieser doch recht grosse Unterschied
erlaubt deshalb nur eine Frequenz bis knapp 10 MHz ohne signifikante
Impulsverzerrung. So etwa kann man dies mit einem typischen
Messplatz-Taktgenerator mit einem ebenso typischen 50-Ohm-Ausgang (Ri)
feststellen. Nur ist das nicht der praktische Anwendungsfall.
Realistisch ist es, dass man eine solche Schaltung, wie Teilbild 2.3
zeigt, zwischen zwei Schaltungen einsetzt und da ist es wichtig darauf
zu achten, dass die Taktquelle, die an Ue angeschlossen ist, wirklich
niederohmig genug ist.
Da es eine 3-Volt-Logikschaltung sein kann, betrachten wir als Beispiel
im Datenblatt des
74LV00
die "DC ELECTRICAL CHARACTERISTICS". Man stellt fest, dass bei
einer Betriebsspannung von 3.3 VDC und Ausgangsströmen von -6 mA und 6
mA die typische Spannungsreduktion am Ausgang (V_OH) und der typische
Spannungsanstieg (V_OL) etwa 0.2 V bzw. 0.25 V beträgt. Daraus errechnet
sich ein Quellwiderstand von 33 Ohm bzw. 42 Ohm. Die Schaltung in
Teilbild 2.3 müsste also problemlos funktionieren. Andere
3-Volt-Logikschaltkreise sollten die selben oder bessere Ausgangswerte
haben. Zur zusätzlichen Verbesserung ist es allerdings erlaubt, zwei
oder auch mehrere Treiber oder Gatter von CMOS-Logik-ICs parallel zu
schalten.
Linkliste
- Elektronik-Grundlagen: Siehe Kapitel "Halbleitertechnik"!
- Bauelemente: Siehe Kapitel "Aktive Bauelemente" alles über Transistoren!
- Schaltungstechnik: Siehe Kapitel "Transistorschaltungen" alle Themen!
- Bipolarer Transistor: Normale Transistoren haben eine NPN- oder PNP-Schichtfolge und werden bipolare Transistoren genannt.
- Unipolarer Transistor - Feldeffekt-Transistor: Ein elektrisches Feld steuert den Stromfluss durch den leitenden Kanal des Feldeffekt-Transistor (FET).
- MOS-Feldeffekttransistor (MOS-FET): Es wird auf den selbstsperrenden MOSFET eingegangen, wie er u.a. in Anwendungen von Leistungssteuerungen eingesetzt wird. Es ist der Anreicherungstyp.
- Transistor als Schalter: Man beachte "Schneller
Transistor-Schalter mit Diode".
- Übersteuerung und Sättigung (Transistor): ELKO-Grundlagenkurs zur Eklärung des Unterschiedes zwischen Übersteuerung und Sättigung beim schaltenden Transistor.
- Schalten und Steuern mit Transistoren I
( Th.Schaerer ) - Der Darlington-Transistor
- Komplementärdarlington-Transistorschaltung
( Th.Schaerer ) - Einfaches Labornetzteil mit
NPN-Komplementärdarlingtonstufe
( Th.Schaerer ) - Lowpower-MOSFET-Minikurs
(Eine praktische Anwendung als Batterie-Betriebsspannung-Ausschaltverzögerung)
( Th.Schaerer ) - Akku-Betriebsspannung-Ausschaltverzögerung
(mit CMOS-Invertern, MOSFET und DIL-Leistungsrelais)
( Th.Schaerer ) - Automatische Netzspannungsumschaltung für Trafos:
Anwendung mit einem Hochspannungs-MOSFET für kleine Ströme und Leistungen (Bild 3).
( Th.Schaerer ) - Fernseher, standby off = Strom sparen!
Anwendung mit einem Hochspannungs-MOSFET für kleine Ströme und Leistungen.
( Th.Schaerer ) - Einschaltstrombegrenzung für Netzteile mit Ringkerntrafos:
Es kommt der Lowpower-MOSFET BS170 zum Einsatz in Bild 4.
( Th.Schaerer )
Transistoren (Bipolar und MOSFETs)
Spezielles über Transistoren
Transistorschaltungen